了解接地路徑和信號路徑，實現行之有效的設計電流沿著阻抗最小，而不僅是電阻最小的路徑流動 作者：Paul Brokaw、Jeff Barrow 在大多數電子系統中，降噪是一個重要設計問題。與功耗限制、環境溫度變化、尺寸限制以及速度和精度要求一樣，必須處理好無所不在的噪聲因素，才能使最終設計獲得成功。這里，我們不考慮用于降低“外部噪聲”（與信號一起到達系統）的技術，因為其存在一般不受設計工程師直接控制；外部噪聲必須通過濾波、模擬信號處理和數字算法等手段在系統的運行設計中予以處理。 相比之下，防止“內部噪聲”（電路或系統內部產生或耦合的噪聲）擾亂信號則是設計工程師的直接責任。如果不在早期設計過程中予以充分考慮，噪聲源可能會對最終性能產生不利影響，阻礙系統高分辨率優勢的實現；其后果至少是需要重新設計和返工，耗費大量資金。已經有一些文章1,2,3,4,5探討了涉及噪聲與系統關系的一些設計因素。本文中，我們將討論系統“接地”的原理圖、拓撲結構和最終布局在降低內部噪聲耦合方面的重要作用。 為了充分考慮噪聲問題，我們需要從多個方面入手：器件的實際內部引腳連接與概念連接；推薦的對地參考信號原理圖；以及布局對噪聲產生和拾取的影響。根據噪聲現象的帶寬不同，這些主題可以在兩種有重疊的頻域下加以考慮；低頻時的地噪聲源、問題和解決方案與高頻時不同。不過幸運的是，良好的接地做法一般適用于所用頻帶。 基本運算放大器互連 關于運算放大器的許多文章一般都將理想運算放大器描述為三端器件：擁有一對差分輸入和一路輸出（圖 1）。但是，輸出電壓必須相對于某一參考點來測量，放大器的輸出電流必須通過一條閉合回路返回放大器。理想差分運算放大器的無限大共模抑制斷 圖 1. 常規“三端”運算放大器 絕了輸入參考電位與輸出參考電位的關系，而且高輸入阻抗使得無法將輸入端用作輸出電流返回點，因此必須有第四端，有些人稱之為“地”。 當然，多數 IC 運算放大器并沒有“地”連接；一般認為第四端是雙電源（也可能為其它放大器和系統元件供電）的公共連接。它不僅在低頻時起到這種作用，而且只要電源連接實際上為放大器提供低（理想值為 0）阻抗，則在放大器帶寬內的所有頻率時，它都會起到這一作用。當此要求未得到滿足時，電源端的阻抗就會影響信號路徑，眾多問題將隨之而來，包括噪聲、瞬態響應差和振蕩等。 運算放大器必須輸入完全差分信號，將此信號轉換為單端輸出，并以第四端作為參考。圖 2 顯示了幾種頗受歡迎的基本運算放大器系列的實際信號流。放大器輸出與負電源軌之間的大部分電壓差會出現在積分器（用來控制開環頻率響應）的補償電容上。如果負電源電壓突然改變，積分器放大器的輸出將立即跟隨其正輸入。在典型閉環配置中，輸入誤差信號將嘗試恢復輸出，但恢復程度受限于積分器帶寬。 這類放大器可能擁有出色的低頻電源抑制性能，但高頻負電源抑制卻存在限制。由于導致輸出恢復的是放大器的增益，因此，對于超過閉環帶寬的信號，負電源抑制比接近零。結果是，高速高電平電路可以通過負電源線的公共阻抗與低電平電路交互。 建議的解決方案常常是“去耦”，在應用中既會存在一些錯誤的做法，也存在一些比較好的做法。可以用數厘米的導線將電源附近的去耦電容與運算放大器隔開，使它看起來像一個高 Q 電感。然后將電容的另一端連到稱為“地”的地方。 圖 2. 簡化的“真實”運算放大器 圖 3* 展示了如何連接去耦電容以降低負電源軌與接地總線之間的干擾。負載電流中的高頻成分被限制在一個不含接地路徑的路徑中。在圖4所示的更復雜例子中，放大器驅動的是流向虛地（第二放大器的輸入端）的負載，實際負載電流不返回接地。相反，實際負載必須由第二放大器通過其正電源供電。將第一放大器的負電源去耦至第二放大器的正電源，將會閉合高速信號電流環路，而不影響接地路徑或信號路徑。 圖3. 針對接地負載對負電源去耦 讓接地電流與低電平信號共用路徑可能會導致問題。如圖5所示，設計不當的接地可能會降低放大器驅動負載電阻的性能。負載電流由電源提供，并受放大器控制。如果 A 點和 B 點為電源“接地”連接，則在A點連接電源會使負載電流與輸入信號共用一段線纜。 例如，15 厘米 22 號線會給負載電流帶來約 8 mΩ 電阻。當負載為 2 kΩ 時，10 V 的輸出擺幅會在標記為 △V 的點之間產生約40 μV 的信號。該信號與同相輸入串聯，可能導致嚴重誤差。對于增益為 8 百萬的放大器，此 1/250,000 正反饋所導致的增益誤差系數將比放大器開環增益本身的誤差系數大 32 倍。此外，當閉環增益很大時（通常大于 250 V/mV），正反饋可能引起電路閂鎖或振蕩。不過，將電源與 B 點相連可以免去公共反饋阻抗。 圖 4. 針對“虛地”負載對負電源去耦圖 5. 正確選擇電源連接有助于減輕問題 在真實系統中，問題更加復雜。輸入信號源（圖 5 中顯示為浮點）也可能產生必須回到電源的電流。當電源回路位于 B 點時，Ri 之外的其它負載中流動的任何電流都可能干擾此放大器的運行。當放大器級聯時，圖 6 顯示了仍能驅動輔助負載而無需公共阻抗反饋耦合的方法。輸出電流流經輔助負載，并通過電源公共地流回電源。旁路連接如圖 4 所示，以便電源經由放大器提供輸入和反饋電阻中的電流。流入信號公共地的只有放大器輸入電流，其影響一般非常小，可以忽略不計。 了解實際負載和信號電流的路徑非常重要。優化電路的關鍵是在接地等信號路徑旁路這些電流。兩點之間的電壓（更準確地說是電位差）定義電流流向。 圖 6. 減少公共阻抗耦合圖 7. 電流源的原理圖和布局，PC 板上布設U形走線，通過接地層返回。 針對高頻工作的接地 一般提倡電源和信號電流最好通過“接地層”返回，而且該層還可為轉換器、基準電壓源和其它子電路提供參考節點。但是，即便廣泛使用接地層也不能保證交流電路具有高質量接地參考。圖 7 所示為簡單電路采用兩層印刷電路板制造，頂層上有一個交直流電流源，其一端連到過孔 1，另一端通過一條 U 形銅走線連到過孔 2。兩個過孔均穿過電路板并連到接地層。理想情況下，阻抗為 0，電流源上的電壓為 0 V。 這個簡單的原理圖遠不能反映真實的情況，但了解電流如何在接地層中從過孔 1 流到過孔 2，將有助于我們看清實際問題所在，并找到消除高頻布局接地噪聲的方法。 圖 8. 圖 7 的直流電流路徑 直流電流按圖 8 所示方式流動，正如所猜測的那樣，選取電阻最小的路徑從過孔 1 流到過孔 2。雖然會發生一些電流擴散，但基本上不會有電流實質性偏離這條路徑。相比之下，交流電流則不是選取電阻最小的路徑，而是選取阻抗最小的路徑，后者又取決于電感。 電感與電流環路的面積成比例，二者之間的關系可以用圖 9 所示的右手法則和磁場來說明。環路之內，沿著環路所有部分流動的電流所產生的磁場相互增強。環路之外，不同部分所產生的磁場相互削弱。因此，磁場原則上被限制在環路以內。環路越大則電感越大，這意味著：對于給定的電流水平，它儲存的磁能 (Li2) 更多，阻抗更高（因為 XL = jwL），因而將在給定頻率產生更大電壓。 圖 9. 磁力線和感性環路圖 10. 接地層中不含（左圖）和含（右圖）電阻的交流電流路徑 在圖中所示的簡單例子中，面積最小的環路顯然是由 U 形頂部走線與其正下方的接地層部分所形成的環路。圖 8 顯示了直流電流路徑，圖 10（左）則顯示了大多數交流電流在接地層中選取的路徑，它所圍成的面積最小，位于 U 形頂部導線正下方。實際應用中，接地層電阻會導致低中頻電流流向直接返回路徑與頂部導線正下方之間的某處（右圖）。不過，即使頻率低至 1-2 MHz，返回路徑也是接近頂部走線的下方。 避免布局問題。一旦了解電流在接地層中的返回路徑，就可以找出并糾正常見布局問題。例如在圖 11 中，路徑 A 被認定是關鍵路徑，應當保持最短，遠離數字線路，并且不得有過孔。路徑 B不那么重要，但需要穿過路徑 A。通常是切開路徑 A 下面的接地層，然后經過兩個過孔并在路徑 A 下方布設路徑 B。 但結果令人遺憾，兩個信號的接地回路中均引入了電感，因為中斷的接地層使兩條環路的面積均變得更大。路徑 A 傳導高頻信號，因此接地層的開口上將出現感應壓降。對于典型的 ECL或TTL 信號，此壓降可能大于數百毫伏，足以嚴重影響 12 位、10MHz 轉換器或 8 位、20-MHz 轉換器的性能。簡單的補救方法是在接地層的切口上添加一根導線，使環路面積保持較小。電 源 干 擾 是 另 一 個 值 得 關 注 的 問 題 。 電 源 線 的 特 性 阻 抗( )。必須盡可能低。為使此比值較小，需要使接地層始終位于電源線下方，以便降低電感并提高電容。有選擇地將旁路電容放在關鍵位置上，可以進一步提高電容，如上文所述。如果只顧及到電容，例如將 0.1 μF 電容放在電源引腳上以降低其阻抗，則電感為 30 nH 的電源線在每次瞬變之后將具有大約 3 MHz的阻尼振蕩。 圖 11. 路徑交叉時的典型 PC 布局問題 (mbbeetchina)