CN0205 本電路筆記所述的接口可以用在任何設置為20 mA滿量程電流的TxDAC數模轉換器 ( AD9779A、AD9788、AD9125、 AD9148) 與需要0.5 V基帶直流偏置電平的 ADL5370、 ADL5371/ADL5372、 ADL5373、 ADL5374、 ADL5385、 ADL5386等系列I/Q調制器之間。 通過選擇適當的ADC端接電阻對偏置電平進行一些調整，該接口也可以用于低電流調制器 AD8345/AD8349 。 下面詳細說明如何執行共模測試（結果如圖10所示）。測試設置靈活，也可以執行本電路筆記所示的其它測量。 設備要求（可以用同等設備代替） DPG：ADI公司數字碼發生器 時鐘信號發生器：Agilent E4437B LO信號發生器：Agilent 8665B 頻譜分析儀：Agilent E4440A 電源：Agilent E3631A 設置與測試 按照圖16所示連接設置和測量系統。 將電源電壓設置為+5 V。 將FDAC的信號發生器設置為368.64 MHz @ 5 dBm，將LO的信號發生器設置為2140 MHz @ 0 dBm。 接通電源和信號發生器。將頻譜分析儀設置為2 × FDAC MHz、1 MHz范圍。 按照圖17所示，通過USB接口和AD9122/AD9125 SPI控制軟件設置AD9122，然后運行。參考AD9122評估板快速入門指南(www.analog.com-CN0205-DesignSupport)。 ? 插值（圖17中的“1”）： 1×br> ? 精調制（圖17中的“2”）：開 ? 數據速率（圖17中的“3”）：同FDAC頻率 ? NCO頻率（圖17中的“4”）：173.32 MHz 設置DPG（參考AD9122評估板快速入門指南） ? 確保DCO頻率（圖18中的“1”）接近FDAC頻率。 ? 將采樣速率（圖18中的“2”）設置為與FDAC頻率相同，并在所需頻率設置1 MHz范圍。 ? 按照圖18所示設置“3”和“4”。 ? 點擊圖18中“1”處的按鈕，下載I和Q矢量。 測量2 × FDAC時的共模噪聲電平。 更改FDAC 測量2 × FDAC（新值）時的共模噪聲電平。 重復第8步和第9步。 ? 圖17. SPI控制軟件用戶界面：設置數據時鐘和NCO控制 ? 圖18. 使用DPG下載器軟件設置DPG ? 圖1和圖2所示的電路和評估板采用AD9122 TxDAC和ADL5375-05寬帶發射調制器。該接口電路中的信號偏置和調整分別由4個以地為基準的電阻（RBIP、RBIN、RBQP、RBQN）和2個并聯電阻（RSLI、RSLQ）控制。 圖1. AD9122與ADL5375-05之間的接口，利用50 Ω接地電阻為ADL5375-05基帶輸入提供500 mV直流偏置電壓（原理示意圖） ? 圖2. 用于實現電路的AD9122-M5375-EBZ評估板 ? DAC的滿量程輸出電流(IFS)可以在10 mA到30 mA范圍內編程，標稱默認值為20 mA。在該配置中，4個以地為基準的50 Ω電阻(RB=RBIP = RBIN = RBQP = RBQN)上的DAC輸出擺幅均為0 mA至20 mA，這樣就實現了500 mV直流偏置電平，以及各輸出對上的2 V p-p差分滿量程電壓擺幅（空載）。該2 V p-p電壓擺幅可以通過RL (RL = RSLI = RSLQ) 并聯電阻進行調整，而不會影響500 mV偏置電平。因此，I/Q調制器輸入的差分峰峰值擺幅由下式給出： 注意，計算此信號電平時，可以忽略ADL5375的相對較高的差分輸入阻抗（通常大于60 kΩ）。圖3所示為使用50 ?偏置設置電阻時，峰峰值電壓擺幅與RL之間的關系。 ADL5375-05與AD9122的動態范圍和增益匹配良好。因此，器件之間無需任何有源增益。I/Q調制器驅動電平可以根據需要，通過調整RL的值進行精調，如上所述。對于大多數應用，建議使用100 Ω的RL值，此時滿量程信號電平為1 V p-p（0 dBFS時的DAC輸出）。 圖3. 使用50 ?偏置設置電阻時，峰峰值差分擺幅與限幅電阻(RL)之間的關系 ? 基帶濾波 AD9122與ADL5375之間必須插入一個濾波器，以便消除來自DAC的奈奎斯特鏡像、雜散和寬帶噪聲。應將該濾波器放置在直流偏置設置電阻與交流限幅電阻之間，這樣，直流偏置設置電阻（圖4中的RB）和信號調整電阻（圖4中的RL）就能方便地設置濾波器設計的源電阻和負載電阻。 圖4所示為一個三階貝塞爾低通濾波器，?3 dB帶寬為10 MHz。該濾波器的輸入和輸出阻抗匹配，因此濾波器設計非常輕松，并且可獲得更好的通帶平坦度，支持寬帶寬濾波器設計。本例中，所選的并聯電阻為100 Ω，產生1 V p-p差分的交流擺幅。該濾波器的頻率響應曲線如圖5所示。 圖4. DAC調制器與10 MHz三階貝塞爾濾波器接口 ? 圖5. DAC調制器與10 MHz三階貝塞爾濾波器接口的頻率響應 ? 復中頻(CIF)應用的濾波 圖6所示為ADL5375基帶I和Q輸入的頻率響應。該器件具有很寬且平坦的頻率響應（?3 dB點為750 MHz），因此它非常適合DAC輸出信號已經過數字上變頻的復中頻(CIF)應用。在復中頻應用中，仍然需要低通奈奎斯特濾波器，主要原因是它可以保持從DAC輸出到調制器輸入的直流偏置電平。 推薦使用圖7所示的濾波器拓撲結構，它是一個五階巴特沃茲濾波器，轉折頻率為300 MHz。一個純差分濾波器可以抑制來自DAC的差模鏡像、雜散和噪聲。使用兩個公共連接接地的電容（圖7中的C2和C4）將一部分共模電流分流到地，可以獲得優于純差分濾波器的高頻信號共模抑制性能。 此濾波器的仿真和實測響應分別如圖8和圖9所示。實測平坦度為±0.6 dB（DC至250 MHz）和±0.4 dB（125 MHz至250 MHz），該數據是在AD9122反sinc功能啟用情況下獲得的。采用這種配置，在有和無圖7所示中頻濾波器這兩種情況下，對2 × FDAC共模雜散的共模抑制性能與共模頻率的關系如圖10所示。 圖6. ADL5375-05的基帶(BB)頻率響應 ? 圖7. 推薦的DAC調制器與300 MHz轉折頻率、五階巴特沃茲濾波器的接口拓撲結構 ? 圖8. DAC調制器與300 MHz五階巴特沃茲濾波器接口的頻率響應（仿真） ? 圖9. DAC調制器與300 MHz五階巴特沃茲濾波器接口的頻率響應（實測） ? 圖10. 有和無濾波器兩種情況下，ADL5375-05 RF輸出端的實測共模抑制性能 ? 圖11. 用于計算調制器輸出功率的電子表格 ? 計算AD9122和ADL5375的輸出功率 除偏置設置和信號調整電阻外，ADL5375的輸出功率水平還與DAC的數字倒退水平(dBFS)、信號的峰均比、DAC的滿量程電流、奈奎斯特濾波器的插入損耗和I/Q調制器的電壓增益有關。圖11所示的電子表格可以用來計算輸出功率。 該電子表格可以從以下URL下載：www.analog.com/CN0205-PowerCalculator 轉換電平以驅動ADL5375-15 ADL5375-15需要1500 mV的直流偏置電平。除偏置電平不同外，ADL5375-05與ADL5375-15在其它方面完全一致。若要從AD9122驅動ADL5375-15，必須使用一個無源或有源電平轉換網絡。圖12所示的無源電平轉換網絡使用4個串聯電阻和4個上拉電阻，以便在ADL5375-15輸入端實現1500 mV的偏置電平。該無源電平轉換網絡會導致信號電平發生大約2 dB的損耗。 有源電平轉換電路則要使用一個雙通道差分放大器，如ADA4938-2，將1500 mV電壓接VOCM引腳便可設置輸出直流偏置電平。然而，采用這種方法時，接口帶寬要受到運算放大器的限制。 圖12. 用于從AD9122 TxDAC偏置ADL5375-15的無源電平轉換網絡 ? 如上所述，需要在AD9122與ADL5375-15之間放入一個濾波器。該LC濾波器可以位于DAC端接電阻（圖13中的R1）與交流限幅電阻（圖13中的R4）之間的任何地方。但是，圖13所示的電路允許靈活設計電平轉換電路，R2損耗較低，調制器的驅動電平較高。它還允許濾波器的源阻抗與負載阻抗匹配。推薦使用圖13所示的帶濾波器的無源電平轉換網絡。 圖13. 推薦使用的帶LC濾波器的無源電平轉換網絡 ? 濾波器的差分源阻抗和負載阻抗分別為： 2 × (R1 + R2) 和 2 × {R3||(R4/2)} DAC獲得的單端阻抗為： R1||{R2+R3||(R4/2)} R4充當DAC的交流負載。DAC輸出端的差分交流擺幅為： 2 × IFS × R1||{R2+R3||(R4/2)} 調制器輸入端的差分交流擺幅為： 2 × {R3||(R4/2)}÷{R2+(R3||(R4/2)} 乘以DAC輸出端的差分交流擺幅。 圖14. 用于電平轉換電路的電子表格 ? LC濾波器應靠近DAC放置，使回路電流路徑較短。5 V偏置電源(V1)應靠近調制器，因為調制器也使用該電源。當R1、R2、R3、R4分別為34 Ω、218 Ω、760 Ω、750 Ω時，AD9122 DAC輸出端的500 mV直流偏置電壓與ADL5375-15的1500 mV直流偏置電壓匹配。實際上，圖13中A點的電壓不必是500 mV，但它會使交流擺幅有一定的靈活性，而不會超過DAC輸出的順從電壓。DAC負載為31.7 Ω。濾波器的輸入和輸出阻抗分別為504 Ω和502 Ω。R2引起的衰減，即R2在DAC輸出端與調制器輸入端之間造成的壓降，由R2和R3||(R4/2)共同設置，約為5.4 dB。 要計算A點和B點（圖13）的直流偏置電平和交流擺幅、R2引起的衰減、濾波器的源/負載阻抗，可以使用下面的電子表格。該電子表格可以從以下URL下載： www.analog.com/CN0205-LevelShifter 也可以使用ADIsimRF工具來計算DAC和調制器的功率水平，該工具可以從 www.analog.com/ADIsimRF下載。 布局布線建議 應特別注意DAC/調制器接口的布局布線。下面是一些建議。圖15顯示了一個遵循這些建議的頂層布局圖。? 使所有I/Q差分走線長度保持良好的匹配。 濾波器端接電阻盡可能靠近調制器輸入端放置。 DAC輸出50 Ω電阻盡可能靠近DAC放置。 加寬經過濾波器網絡的走線以降低信號損耗。 在所有DAC輸出走線、濾波器網絡、調制器輸出走線和LO輸入走線周圍設置過孔。 將LO和調制器輸出走線布設在不同的層上或彼此成90°角，防止耦合。 圖15. 一般布局布線建議 ? 圖16. 測試設置功能框圖 ? 欲進一步了解有關正確布局布線的更多信息，請查看設計支持包www.analog.com/CN0205-DesignSupport中的AD9122-M5375-EBZ布局文件。 CN0205 I/Q調制器ADL5375與雙通道、1.2 GSPS高速DAC AD9122實現接口 本電路在雙通道高速TxDAC數模轉換器 AD9122 與寬帶I/Q調制器ADL5375-05之間提供一個簡單靈活的接口。由于DAC輸出與ADL5375-05I/Q調制器輸入具有相同的0.5 V偏置電平，因此無需使用任何有源或無源電平轉換電路。該直流耦合的接口有利于DAC補償I/Q調制器的本振(LO)泄漏。 AD9122 DAC的1.2 GSPS采樣速率和ADL5375-05調制器I/Q輸入的寬帶寬，確保零中頻(ZIF)和復中頻(CIF)架構均能得到支持。除了濾除奈奎斯特鏡像以外，基帶濾波器還能出色地抑制差模和共模DAC雜散。 CN0205 本電路在雙通道高速TxDAC數模轉換器 AD9122 與寬帶I/Q調制器ADL5375-05之間提供一個簡單靈活的接口。由于DAC輸出與adi