CN0276 CN-0276電路可用于各種類型的旋轉變壓器。為獲得最佳性能，設計人員應適當調整無源器件。使電路適應不同旋轉變壓器的基本原則是： ? 確保每個放大器輸出保持在允許的電壓范圍內。 確保沒有元器件發生過壓情況。例如，若旋轉變壓器輸出電壓對于ADG1611 開關而言過高，可以在電路的輸入端串聯一個電阻，如圖8所示。 確保總信號鏈相移保持在如下范圍內：n× 180° ? 44° ≤ φ ≤ n× 180° + 44°，其中n為整數。 ? 在某些應用中，可加入一個電容并與旋轉變壓器的初級繞組并聯連接，并選擇適當的值，使其以工作頻率與旋轉變壓器電感產生諧振。這會使負載表現為阻性。例如，電路中使用的旋轉變壓器在10 kHz下的電抗為100Ω，相當于1.6 mH電感。與初級端并聯的160 nF電容使負載大約為70 ，這是阻抗的真實部分。 ? 然而，在較高的頻率下(但仍然在運算放大器的帶寬范圍內)，運算放大器可能會因為容性負載而振蕩。本應用中，必須仔細補償運算放大器，從而使其在整個帶寬內保持穩定。 本電路使用 EVAL-CN0276-SDPZ 電路板和?EVAL-SDP-CB1Z SDP-B 系統演示平臺控制器板。這兩片板具有120 引腳的對接連接器，可以快速完成設置并評估電路性能。 CN-0276 Evaluation Software to exchange the data from the EVAL-CN0276-SDPZ包含待評估電路；EVAL-SDP-CB1Z(SDP-B)與CN-0276評估軟件一起使用，可交換來自EVAL-CN0276-SDPZ的數據 ? 設備要求 需要以下設備 帶USB端口的Windows? 7(或更新)PC EVAL-CN0276-SDPZ電路板 EVAL-SDP-CB1ZSDP-B控制器板 CN-0276評估軟件 6 V/1 A臺式電源 12 V/1 A臺式電源 Tamagawa TS2620N21E11旋轉變壓器 開始使用 將CN-0276評估軟件光盤放進PC的光盤驅動器，加載評估軟件。打開我的電腦，找到包含評估軟件的驅動器。有關軟件操作的詳情請參見 CN0276軟件用戶指南。 ? 功能框圖 圖19顯示測試設置的功能框圖。 圖19. 測試設置功能框圖 設置 將EVAL-CN0276-SDPZ電路板上的120引腳連接器連接到 EVAL-CN0276-SDPZ控制器板(SDP-B)上的CON A連接器。使用尼龍五金配件，通過120引腳連接器兩端的孔牢牢固定這兩片板。在斷電情況下，將一個6 V或12 V 電源連接到電路板上的VCC和GND引腳。SDP-B板附帶的USB電纜連接到PC上的USB端口。此時請勿將該 USB電纜連接到SDP-B板上的微型USB連接器。將旋轉變壓器TS2620N21E11連接至EVAL-CN0276-SDPZ 電路板的J3。 ? 測試 為連接到EVAL-CN0276-SDPZ的6 V或12 V電源通電。啟動評估軟件，并通過USB電纜將PC連接到EVAL-SDP-CB1Z上的微型USB連接器。 ? 一旦USB通信建立，EVAL-SDP-CB1Z就可用來發送、接收、采集來自EVAL-CN0276-SDPZ的并行數據。圖20為使用該電路測量位置和速度時的軟件輸出顯示屏幕截圖。 ? 圖20為使用該電路測量位置和速度時的軟件輸出顯示屏幕截圖。 ? 圖21顯示EVAL-CN0276-SDPZ評估板的照片 ? 有關測試設置、校準以及如何使用評估軟件來捕捉數據的詳細信息，請參閱CN-0276軟件用戶指南： 圖20. 軟件輸出窗口屏幕截圖 圖21. EVAL-CN0276-SDPZPCB照片 針對原型開發的連接 EVAL-CN0276-SDPZ評估板設計用于EVAL-SDP-CB1Z SDP-B板，但任何微處理器都可實現與 AD2S1210 (the user should set SOE 端口的對接(用戶應將SOE引腳設為低電平，激活SPI接口)。為使另一個控制器能與EVAL-CN0276-SDPZ評估板一同使用，第三方必須開發相應的軟件。 ? 目前已有一些轉接板能實現與Altera或Xilinx現場可編程門陣列(FPGAs)的接口。利用Nios驅動器，Altera的BeMicro SDK板能配合BeMicro SDK/SDP轉接板一同使用。任何集成FMC連接器的Xilinx評估板均可與FMC-SDP轉接板一同使用。 信號鏈設計時需仔細，不僅要考慮幅度和頻率，還需注意相移和穩定性。此外，旋轉變壓器轉子繞組的電抗具有阻性分量和感性分量。 AD2S1210 RDC激勵信號頻率范圍為2 kHz至20 kHz，以250 Hz增量進行設置。大部分旋轉變壓器的額定激勵頻率固定，典型值為10 kHz左右。不同的旋轉變壓器具有不同的相移，信號鏈設計中必須予以考慮。 激勵信號施加于旋變轉子繞組，后者其實是一個非理想電感，典型電阻性分量為50 Ω至200 Ω，電抗性分量為0 Ω至200 Ω。例如，圖1所示電路中的Tamagawa TS2620N21E11旋轉變壓器阻抗在10 kHz時為70Ω + j100Ω。 典型激勵電壓可高達20 V p-p (7.1 V rms)，因此必須考慮旋變驅動器的最大電流和最大功耗。本電路選用AD8397 ，因為該器件具有寬電源范圍(24 V)、高輸出電流(采用±12 V電源時，輸入32 Ω負載的峰值電流為310 mA)、軌到軌輸出電壓和低熱阻封裝(8引腳SOIC EP封裝的θJA= 47.2°C/W)。 AD2S1210的激勵輸出信號來自內部DAC，該DAC會產生一定的量化噪聲和失真。由于這個原因，雙通道運算放大器AD8692 配置為三階有源巴特沃茲濾波器，以便減少驅動信號噪聲。類似地，SIN和COS接收器電路使用兩個四通道運算放大器AD8694作為有源噪聲濾波器。 信號鏈設計 信號鏈設計中必須考慮這些因素： AD2S1210激勵信號輸出范圍：3.2 V(最小值)、3.6 V(典型值)、4.0 V(最大值) AD8692 輸出電壓范圍：0.29 V至4.6 V，+5 V電源供電時 AD8397 輸出電壓范圍：0.18 V至5.87 V，+6 V電源供電時 AD8397 輸出電壓范圍：0.35 V至11.7 V，+12 V電源供電時 旋轉變壓器(TS2620N21E11)變壓比:0.5 旋轉變壓器(TS2620N21E11)相移：0° AD8694 輸出電壓范圍：0.37 V至4.6 V，+5 V電源供電時 AD2S1210輸入差分峰峰值信號范圍(SIN、COS)：2.3 V(最小值)3.15 V(典型值)、4.0 V(最大值) 旋轉變壓器輸出SIN、COS負載應當相等 旋轉變壓器輸出負載應當至少等于旋轉變壓器輸出阻抗的20倍 總信號鏈相移范圍：n × 180° ? 44° ≤ φ ≤ n × 180° + 44°，n為整數 旋轉變壓器激勵濾波器和驅動器電路 AD2S1210激勵信號濾波器和功率放大器電路如圖2所示。必須密切關注信號鏈路上每一部分的增益和信號電平，避免AD8397輸出驅動器在AD2S1210的4.0 V p-p最大激勵(EXE)下達到飽和。注意，由于以差分方式驅動旋轉變壓器，對應真正EXE輸出和互補EXE輸出分別有兩個相同的通道，如圖2所示。 ? ? ? 圖2. 激勵驅動器和濾波器電路(未顯示所有連接和去耦) AD8692濾波器電路的直流增益為?1。對于高性能模式(S1關閉)，AD8397驅動器級的增益設為2.5(若使用實際可用電阻則為2.49)，從而使用12 V電源供電時，4.0 V p-p EXE輸入產生10 V p-p輸出。這將允許AD8397的輸出相對于每條供電軌可以有1 V裕量。對于低功耗模式(S1開啟)，增益設為1.28，從而使用6 V電源供電時，4.0 V p-p EXE輸入產生5.12 V p-p輸出。 ADG1612典型導通電阻小于1 ，適用于增益開關。但是，由于開關的關斷電容典型值為72 pF，不應直接將其與運算放大器的輸入相連。注意，在電路中，R6接地，電容關斷時對性能的影響極小。 AD8692配置為多反饋(MFB)三階巴特沃茲低通濾波器，相移范圍為180° ± 15°。設計步驟見線性電路設計手冊(第8章)。為該濾波器選擇適當的運算放大器很重要。一般而言，運算放大器的增益帶寬積應當至少比有源濾波器的–3dB截止頻率大20倍。在這種情況下，截止頻率為88 kHz，AD8692的增益帶寬積為10 MHz，即截止頻率的113倍。由于AD8692是一款CMOS運算放大器，其輸入偏置電流極低，并且不會對濾波器的直流特性產生很大影響。輸入電容為7.5 pF，可使濾波器設計中所選電容的截止頻率影響降至最低 濾波器的?3dB截止頻率為88 kHz，10 kHz時的相移為?13°，10 kHz的直流增益為1。 AD8397功率放大器增益可配置為1.28(低增益模式)或2.49(高增益模式)。低增益模式下，10 kHz時的相移等于?1.9°，而高增益模式下的相移等于?5.2°。 AD8692三階低通濾波器傳遞函數如圖3所示。 ? ? ? 圖3. AD8692三階低通濾波器響應 該濾波器可極為有效地降低驅動旋轉變壓器的激勵信號所產生的噪聲。圖4顯示的是10 kHz EXE信號，直接在AD2S1210的輸出端進行測量。圖5顯示C3處測得的信號(輸入至AD8397)以及濾波器過濾噪聲的有效性。? ? ? ? 圖4. AD2S1210EXC引腳測得的信號 ? ? ? 圖5. C3上測得的信號(輸入至AD8397驅動器) 圖6和圖7分別顯示低功耗模式下和高性能模式下，在旋轉變壓器某個輸入端測量的AD8397輸出。注意，這些信號在旋轉變壓器輸入的一側測得，而施加于旋轉變壓器的實際差分信號具有雙倍的幅度。 ? ? ? 圖6. 使用低功耗模式時，旋轉變壓器輸入端的信號 ? ? ? 圖7. 使用高性能模式時，旋轉變壓器輸入端的信號 旋轉變壓器SIN/COS接收器電路和濾波器 圖8顯示接收器電路，包括三階巴特沃茲濾波器和可編程增益級。驅動器電路處于高性能模式時(VCC = 12 V) ，S1開啟，總增益為0.35。驅動旋轉變壓器的輸入為18 V p-p(差分)，而由于旋轉變壓器的轉換比為0.5，因此 SIN/COS輸出為9 V p-p差分。9 V p-p差分等于4.5 V p-p單端，當其乘以0.35增益系數時，可得1.58 V p-p(3.16 V p-p差分)，適用于AD2S1210SIN/COS輸入的最佳輸入電壓。類似地，在低功耗模式下，S1關斷，總增益為 0.7，同樣為AD2S1210的SIN/COS輸入提供最佳輸入信號電平。? ? ? ? 圖8. 旋轉變壓器接收器電路(原理示意圖：未顯示所有連接和去耦) 除了提供增益調節，接收器電路還擁有截止頻率為63 kHz、10 kHz時相移為?18.6°的三階巴特沃茲濾波器特性。 低增益模式和高增益模式下濾波器的頻率響應分別如圖9和圖10所示。 ? ? ? 圖9. 旋轉變壓器接收器電路，低增益傳遞函數 ? ? ? 圖10. 旋轉變壓器接收器電路，高增益傳遞函數? ? AD2S1210SIN/COS輸入端的電壓如圖11所示(1.64 V p-p，3.28 V p-p差分) ? ? ? 圖11. AD2S1210的正弦和余弦輸入信號 圖12顯示AD2S1210EXC引腳(通道1，黃色)到SIN輸入引腳(通道2，藍色)之間的總相移約為40°，低于44° 的最大設計值。? ? ? ? 圖12. AD2S1210EXC和SIN引腳之間的相移 自動模式檢測電路 ? 圖13所示復位電路采用 ADM6328微處理器復位電路，可根據VCC電壓值確定驅動器和接收器的增益。閾值電壓設為如果VCC高于11.5 V，那么電路將切換到高性能模式。如果VCC低于11.5 V，那么電路切換到低功耗模式。 由于ADM6328功耗僅1 A，該器件可使用高阻抗R1/R3電阻分壓器輸出作為其電源，而不會產生很大的壓降。 ? ? ? 圖13. VCC檢測電路 ADM6328 具有開漏輸出，電阻R2用作上拉電阻。這樣可以確保輸出擺幅與VCC輸入無關。ADM6328電源電壓由下式確定 ? ? 電路使用ADM6328-22，該器件典型閾值電壓為2.2 V，最大值為2.25 V。最大VCC閾值電壓為11.5 V，因此： ? ? R1和R3分別選用1.6 Ω k 和390Ω ，比值為4.102。 ? 旋轉變壓器驅動器功率放大器功耗 由于旋轉變壓器具有相對較低的阻抗和較大的VCC電壓，了解AD8397驅動放大器的功耗非常重要，以確保滿足最大功耗規格要求。AD8397安全工作的最大功耗受限于結溫的升高。 塑封器件的最大安全結溫由塑料的相變溫度決定，約為150°C。即便只是暫時超過此限值，由于封裝對芯片作用的應力改變，參數性能也可能會發生變化。 結溫的上升可根據環境溫度(TA)、封裝熱阻(θJA)和放大器功耗(PAMP)算出： ? ? 本電路使用AD8397ARDZ，該器件采用帶裸露焊盤(EP)的8引腳SOIC封裝，θJA= 47.2°C/W。 放大器功耗PAMP計算如下：從電源提供的功耗PSUPPLY中減去負載功耗PLOAD 旋變器轉子繞組的等效負載阻抗等于： ? 可以首先計算來自電源的平均電流，從而算出電源提供的功耗。注意，這些計算忽略了運算放大器的靜態電流，只考慮激勵電流產生的電流。這些計算的等效電路如圖14所示。 ? ? ? 圖14. 計算電源電流的等效電路? ? 使用Tamagawa TS2620N21E11旋轉變壓器時，10 kHz下的阻抗為70 +j100 。在高性能狀態下(VCC = 12 V、 A = 10 V)，使用上述推導等式，可算得AD8397功耗為390 mW。 AD8397(EP封裝)的結至環境熱阻θJA為47.2°C/W，因此上升至環境溫度以上的結溫為47.2°C/W × 0.39W = 18.4°。 電源 整個電路采用+6 V或+12 V外部VCC供電，具體取決于工作模式。電路的5 V電源來自5 V、500 mA低壓差調節器(LDO) ADP7104-5 。3.3 V ADP7104-3.3用于提供3.3 V電源。詳細電源電路參見CN0276設計支持包中的完整原理圖 PCB設計和布局考慮 不良布局會導致性能不佳，哪怕與RDC電路有關的頻率較低。例如，雖然旋轉變壓器采用10 kHz激勵信號工作，.AD2S1210的工作時鐘為8.192 MHz；因此，進行布局、接地和去耦時，必須將其看作高速器件。教程MT-031 和 教程MT-101 詳細討論了這些話題 針對CN-0276提供設計支持包，包含完整的原理圖、PA D和Gerber布局文件，以及物料清單。設計支持包位于： http://www.analog.com/CN0276-DesignSupport。 系統性能結果 測量電路整體系統噪聲的一種好辦法是固定旋轉變壓器位置，并生成輸出代碼直方圖。應在禁用遲滯功能的情況下執行該測試。下圖顯示AD2S1210輸出的碼直方圖(10/12/14/16位角度精度模式)。各種情況下均使用全16位RDC產生直方圖，電路處于高性能模式下(VCC = +12 V)。 直方圖顯示，驅動器和接收器電路上集成低通濾波器的AD2S1210可在所有模式下獲得高角度分辨率 ? ? ? 圖15. 輸出碼直方圖，10,000樣本，遲滯禁用，10位角度精度模式，16位ADC分辨率 ? ? ? 圖16. 輸出碼直方圖，10,000樣本，遲滯禁用，12位角度精度模式，16位ADC分辨率 ? ? ? 圖17. 輸出碼直方圖，10,000樣本，遲滯禁用，14位角度精度模式，16位ADC分辨率 ? ? ? 圖18. 輸出碼直方圖，10,000樣本，遲滯禁用，16位角度精度模式，16位ADC分辨率 CN0276 高性能、10位至16位旋變數字轉換器 圖1所示電路是一款完整的高性能旋變數字(RDC)電路，該電路可在汽車、航空電子和關鍵工業應用等要求寬溫度范圍內具有高穩定性應用的場合精確測量角度位置和速度。 ? ? ? 圖1. 高性能旋變數字轉換(RDC)電路原理示意圖：未顯示所有元件、連接和去耦 該電路具有創新的旋變轉子驅動器，提供兩種工作模式：高性能和低功耗。在高性能模式下，系統采用 12 V單電源供電，能夠為旋轉變壓器提供6.4 V rms (18 V p-p)的驅動信號。在低功耗狀態下，系統采用 6 V單電源供電，能夠為旋轉變壓器提供3.2 V rms (9.2 V p-p)的驅動信號，且系統功耗小于100 mA。驅動器和接收器均提供有源濾波，可最大程度減少量化噪聲的影響。 10位模式下，RDC的最大跟蹤速率為3125 rps(分辨率= 21 弧分)；16位模式下為156.25 rps(分辨率= 19.8弧秒)。 CN0276 圖1所示電路是一款完整的高性能旋變數字(RDC)電路，該電路可在汽車、航空電子和關鍵工業應用等要求寬溫度范圍內具有高穩定性應用的場合精確測量角度位置和速度。