目前，無線基站等通信系統對接收靈敏度和大信號性能提出了非常高的要求。本文著重討論混頻器的相關問題，介紹了混頻器的幾個關鍵性能以及數據資料中提供的基本參數。文章探討了如何選擇最佳混頻器優化接收通道的性能。

引言

無線基站通信標準，例如GSM、UMTS和(當前的) LTE，定義了不同參數的下限指標，包括接收機的靈敏度和大信號性能。這些關鍵指標對無線基站中的每個射頻功能模塊提出了設計挑戰。在接收信號通路，混頻器性能主要影響接收機的靈敏度和大信號性能。本文介紹了混頻器的關鍵性能和參數，有助于設計接收通道時選擇最佳的混頻器。

無線基站接收機

我們首先分析無線基站中的典型接收機方框圖(圖1)。因為接收到的信號經過兩次連續的下變頻，變換到較低頻率，這些接收機被稱為超外差式接收機。如圖所示，信號通過天線接收，然后經過第1級RF濾波器濾波，該濾波器通常用于濾除無用信號。隨后，該濾波器輸出通過一個LNA (低噪聲放大器)進行放大，該放大器通常具有非常低的噪聲系數。


圖1. 無線基站接收機典型框圖

放大信號通過第2級RF濾波器再次進行濾波，該濾波器濾除限制混頻器性能的無用信號的同時還對頻率范圍加以限制。經過濾波后帶寬受限的信號被送入第一級混頻器，在此通過與LO (本振)信號混頻，下變頻至一次IF頻率。根據接收機結構的不同，該IF信號可以進一步下變頻至更低的二次IF頻率，然后送入基帶進行解調處理。

現在，我們開始研究接收鏈路中的混頻器。因為影響接收機靈敏度和大信號性能的主要因素是混頻器參數，應該對其進行仔細分析。

混頻器參數

混頻器的噪聲系數表示從輸入至輸出的SNR (信噪比)衰減，該比值通常用對數表示(dB)，如式1所示：

(式1)

另一個重要參數是變換增益(或變換損耗)。變換增益是判斷混頻器配置為有源架構或無源架構的重要依據。無源混頻器不包含放大信號的元件，存在插入損耗(稱為變換損耗)；而有源混頻器包含有源器件，能夠提供變換增益。

可以采用兩種配置實現有源混頻器：基于平衡(吉爾伯特單元)架構設計的集成混頻器，或結合IF放大級的無源混頻器，提供增益而非損耗。由于集成混頻器具有放大能力，不需要額外的IF放大級補償插入損耗。

(式2)

變換增益(或損耗)用對數表示，單位為dB，如式2所示，是頻率的函數，定義在混頻器的整個工作頻率范圍內。為了保證最佳接收性能，變換增益/損耗的變化應該在規定頻率范圍內盡可能小。

由于無線基站通常工作在溫度波動的環境下，應該給出整個工作溫度范圍內變換增益/損耗的規格，而且要求變化量盡可能小。由于正常工作條件下，較小的溫度變化范圍對設計裕量的要求也較小，而設計裕量對于系統規劃非常有用，因此，溫度范圍在設計中是非常重要的因素。

混頻器在大信號下的特性利用一個稱為“1dB壓縮點” (該指標也稱為壓縮點(IP1dB))的混頻器參數以及2階、3階交調截點(IP₂和IP₃)表示。根據式3所示線性表達式，IP1dB壓縮點用于預測混頻器增益降低1dB時對應的輸入功率：

POUT = G × PIN

(式3)

當兩個頻率幾乎相同的大信號作用到混頻器的輸入時，混頻器應該也能夠轉換微弱信號。該性能通常用3階交調截點(IP₃)表示，該參數與噪聲系數一起表示混頻器的動態范圍。IP₃較大說明混頻器的線性度較高。混頻器數據資料還應提供混頻器的輸入、輸出交調截點，利用式4，可以根據IIP₃ (輸入交調截點)計算OIP₃ (輸出交調截點)，反之亦然：

OIP3 = IIP3 + G

(式4)

式中，OIP₃是混頻器的輸出交調截點，IIP₃是輸入交調截點，G為變換損耗或增益。由此，對于無源混頻器，混頻器的變換損耗降低了OIP₃。為了達到接收機要求的總體噪聲系數，應該在RF或IF增益級對插入損耗進行補償(噪聲系數是在設計接收機時必須考慮的另一參數)。

無源混頻器與有源混頻器

無源混頻器的主要優勢在于它們也可以用作上變頻器。換句話說，其輸入信號可以轉換到更高頻率。上變頻器通常用于發射鏈路，它將IF信號變換到最終的發射頻率。因為無源混頻器既可用于發射鏈路，亦可用于接收鏈路，只需訂購一款器件或保留一款器件的庫存。

“直接下變頻接收機”將輸入信號直接下變頻至基帶，無需IF信號。對于這種接收機，混頻器的數據資料應該規定另一重要參數，即端口間隔離度。該參數用于衡量LO信號和混頻器輸入信號之間的隔離度。如果端口間隔離度不足，LO將與其自身信號混頻，從而在混頻器輸出產生一個直流失調，進而降低接收機性能。

由于混頻器對頻率進行變換，它將產生新的頻率分量(稱為混頻器雜散分量)。應該對雜散分量進行全面分析，特別是(2RF - 2LO)、(3RF - 3LO)和更高階頻譜分量，它們與IF頻率相吻合，直接影響接收機性能。這種現象通常在混頻器數據資料中用2x2和3x3指標表示。

除這些參數外，還必須考慮集成度。將混頻器內核與LO放大器、非平衡變壓器和LO開關集成在一起對于一些應用非常有益。

通用PCB接收機布板提高設計靈活性

目前，針對不同頻率范圍采用同一電路板布局可有效減輕開發工作的負荷。只需改動少數關鍵元件，即可將900MHz GSM接收機系統設計用于1800MHz GSM系統。

引腳兼容的混頻器系列產品非常適合采用同一通用PCB布局支持多頻段無線架構的應用。最終目標是開發一個電路布局用于多種標準的無線基站，支持GSM、UMTS、WiMAX?和LTE應用。

例如，接收鏈路中，類似于MAX2029的無源混頻器可以對接收信號進行下變頻，而同樣的混頻器可以在發送鏈路對IF信號進行上變頻，將其轉換到最終發射頻率。圖2所示電路中集成了所有外部元件：LO緩沖放大器、非平衡變壓器和LO開關。


圖2. 無源混頻器框圖

作為下變頻器，MAX2029可提供36.5dBm的IIP₃、27dBm的IP1dB、6.5dB的變換損耗以及6.7dB的噪聲系數。由于MAX2029的SiGe處理工藝大大提高了器件性能，非常適合要求超高線性度和低噪聲系數的基站應用。

2RF - 2LO抑制(-10dBm RF輸入信號時為72dBc)有助于降低中心頻率附近諧波分量的濾波要求，從而簡化濾波器設計，提高性價比。MAX2029擴展了815MHz至1000MHz的低端頻率范圍。作為引腳兼容的混頻器系列(包括MAX2039和MAX2041)產品的一員，MAX2029允許接收機采用同一PCB布局支持不同頻率范圍、不同通信標準的設計。

有源混頻器既可采用平衡式(吉爾伯特單元)設計，亦可采用無源混頻器與IF放大器相組合的形式。例如，MAX9986即采用了第二種配置。較低的噪聲系數允許混頻器之前采用很低的RF增益，有助于改善接收機的線性度。另一方面，如果為了降低串聯噪聲系數而增大混頻器前級的增益時，混頻器必須具備足夠高的線性度，以保證接收機的整體線性度指標。

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