COFDM系統中信道狀態信息的提取及其在軟判決中的應用

與單載波系統相比，正交頻分復用（COFDM）系統應用多個子載波傳送一個并行的數據流，經過編碼和交織的數據流被調制于多個子載波上，在具有頻率選擇性的多徑衰落信道中，COFDM系統具有比單載波系統更好的抗衰落性能，所以COFDM技術在寬帶通信領域得到了日益廣泛的應用。寬帶通信系統的無線信道通常具有頻率選擇性而且是時變的，其信道轉移函數無論在時域還是頻域都呈現出非均勻性。因此在COFDM系統中，在其解調端必須對其信道的變化進行動態的估計。

　　本文將基于COFDM系統中信道估計與均衡的結果，結合歐洲數字電視標準DVB-T中COFDM傳輸系統的具體要求，給出兩種提取信道狀態信息(CSI)的方法。

COFDM系統中的信道狀態信息

　　在時不變系統，如高斯白噪聲信道中，數據信號被調制于單載波上，在解調端所有的數據信號都被疊加了相同的平均噪聲功率。所以，在單載波通信系統中，對于被用于判決的接收信號而言，其判決的可靠性僅僅取決于接收到的信號數值與判決門限之間距離的比例關系。也就是說，對位于同一載頻上的接收信號，無論在時域還是頻域都呈現出一定的均勻性，即其判決可靠性對于全體信號而言是公平的。

　　但是在實際的無線信道中還有其他因素影響接收信號的可靠性，COFDM系統在解調時必須予以考慮。在瑞利信道等典型的頻率選擇性衰落信道中，若COFDM發端信號以相同的功率被調制于多個載波上，但由于非均勻的信道特性，在解調端不同的載波上將具有不同的信噪比（SNR）。因此在進行信號判決時，被調制到高信噪比載波上的數據相對于低信噪比載波上傳送的數據具有更高的判決可靠性。

　　這種在判決之前時變的先驗可靠性信息稱為信道狀態信息（CSI），它動態地反映了信道的變化情況。由信道變化所帶來的這種非均勻的，即不公平的可信度，在軟判決譯碼時必須予以考慮。因此，在COFDM解調端的Viterbi譯碼之前，對CSI進行提取是非常必要的，這也是多載波系統有別于單載波系統的一種非常重要而且獨特的結構。

　　通常，信道狀態信息被定義為每個載波位置的信噪比。在高斯白噪聲信道下，僅對信號功率進行估計就可以計算其CSI。但在頻率選擇性信道和在有效信號帶寬內有窄帶干擾的信道中，每個子載波上的噪聲功率不盡相同，為了提高系統性能，就需要連續地對每個載波位置的噪聲功率進行估計。利用信道估計和信道均衡的結果，我們可以很容易地得到信號功率的估計值，但是對噪聲功率的估計就比較困難。下面將給出兩種利用信道估計和均衡結果提取CSI的方法。

圖1：利用信道均衡結果提取CSI

COFDM系統中CSI的提取方法

　　利用COFDM系統前端信道估計和均衡的結果就可以對CSI信息進行提取，實現框圖如圖1所示。圖中yk是接收到的信號，hk*是實際信道響應hk的估計值，zk是實際發送信號xk的估計值。我們需要的就是zk位于不同載頻點上的SNR值。下面就介紹兩種提取CSI的方法。因COFDM特殊的數據處理過程，以下算法全部都在頻域進行。

用歸一法求平均噪聲功率來獲得CSI

　　zk是實際發送信號xk的估計值，其SNR應為所包含的有效信號功率與疊加到它上面的噪聲功率比值。由信道均衡結果可知：

式中Wk為信道中疊加的高斯白噪聲，Wk服從獨立正態分布。對上式兩端取均方：

其中δXk2為發射信號的平均功率，δw2是平均高斯噪聲功率。

可見上式中第一項為有效信號功率，第二項則為疊加在有效信號上的噪聲功率。由SNR的定義可得Zk點的信噪比：

　　在COFDM系統調制端，由于數據信號在進行映射前，已經過了加擾、交織等隨機化處理，因此應為一常量，其數值僅僅與調制端映射時所采用的星座圖有關。因此其信噪比公式還可以簡化為：

　　代入(2)式可知SNR可以表示為噪聲功率的倒數，在實際的實現中為了避免除法運算，可以首先計算出平均噪聲功率：

　　Zk的均方功率δZk可以用歸一的方法求得，由于δXk2為一常量，再利用量化和查表映射即可得到信道狀態信息。圖2就是用歸一法迭代計算CSI的系統框圖，CSIk就是第k個載波位置的CSI值。

　　在信道衰落變化比較快的頻率選擇性信道中，必須經過大量的統計平均才能夠反映出其噪聲的統計特性。圖2中的統計器，利用一個FIFO（先進先出數據暫存器）不斷的更新數據并求其平均，系數ρ可以調節迭代速度，迭代的時間越長，就越能夠反映信道中噪聲的統計特性，從而得到實時的信道狀態信息CSIK。而且，由于此時的CSI是長時間的統計平均結果，這樣就消除了信道中窄帶干擾對于信道估計的影響。

利用信道的信號功率轉移函數作為CSI

由上述并觀察(3)式，可見SNR與信道功率轉移函數|hk*|2 成正比。

　　在信號衰落變化較慢的頻率選擇性信道中，信道噪聲的統計特性變化也是緩慢的，因此可利用|hk*|2直接作為信道狀態信息。這樣CSI的計算就變得比較簡單，此時的CSI函數充分反映了信號功率隨信道衰落的變化情況。但是，由于沒有考慮到信道噪聲對SNR的影響，它只是粗略的等價于CSI，而且不能消除信道有效帶寬中存在的窄帶干擾。所以，用|hk*|2作為CSI只能適用于固定接收等衰落變化比較緩慢的信道，而不能適用于移動接收等衰落變化比較快、而且存在窄帶干擾的信道。

CSI在軟判決譯碼中的應用

　　如前文所述，在頻率選擇性信道，各個載波位置具有不同的SNR，所以提取出的CSIk數值也是波動變化的，具有高CSI值的數據比低CSI值的數據有更高的可信度。在萊斯和瑞利等多徑衰落信道中，CSI值的變化范圍是很大的，所以我們必須對CSI的值設定門限，對CSI即數據的可靠性進行均勻量化，將其設定為多個不同的可信度臺階。下面就將軟判決中的判決可信度與CSI結合起來共同說明這一過程。

　　為了提高系統的性能，在Viterbi譯碼前對數據解映射時采用軟判決，即mi(QAM符號的第i比特)判決的可

靠性由數據符號位置到星座圖判決門限的距離來衡量。

圖3：均勻64QAM星座圖

圖3是歐洲DVB-T系統中所采用的均勻64QAM星座圖及其相應的比特關系。

圖4：64QAM星座圖判決可信度的度量

圖4中的曲線表示了64QAM星座圖解映射時判決可信度的度量。在圖4中，曲線a是64QAM解映射第一位（b0）和第二位（b1）的度量值，曲線b是第三位（b2）和第四位（b3）的度量值，曲線c是第四位（b4）和第五位（b5）的度量值，b0和b1的判決門限為0，b2和b3的判決門限為+4和-4， b4和 b5的判決門限為+6、-6、+2和-2。

　　　根據QAM的信號特性，可知b0、b1的優先級高于b2、b3、b4和b5，而b2和b3的優先級高于b4和b5，這一特性可以用來作為可信度的度量。

　　由于CSI和mi與數據判決的可靠性有直接的關系，有了CSI和mi，就可以通過CSI乘以mi得到最后的可信度量值ri。

　　其中CSIk表示第k個載波位置的CSI值，i表示由第k個載波數據符號解映射輸出的第i比特位。

圖5：兩種CSI提取方法的性能比較

為了充分利用信道輸出信號的信息，提高譯碼的可靠性，可信度值r必須適當地量化，然后再輸入到軟判決Viterbi譯碼器譯碼。量化越精確，則越能精確地反映接收碼元的可信度，從而使譯碼器性能接近于最大似然譯碼。

性能仿真分析

　　圖5是本文提出的兩種CSI提取方法的算法仿真，仿真基于歐洲數字電視DVB-T標準，其載波數為2048，采用2/3碼率收縮卷積碼，均勻64-QAM星座圖映射，保護間隔1/16。仿真分別在萊斯信道（F）和瑞利信道（P）中進行，其信道參數依據于DVB-T標準所提供的信道模型。圖中1代表采用歸一法提取CSI，2代表用信號功率轉移函數代替CSI，由圖可見歸一法具有更好的性能。比較萊斯信道（F）和瑞利信道（P）可見，在瑞利信道（P）下，第一種提取方法相對于第二種提取方法在萊斯信道（F）可獲得更好的性能，這主要是由于瑞利信道更加接近于實際的無線移動信道，具有比萊斯信道更為惡劣的衰落特性。第二種提取方法由于用信號功率轉移函數作為CSI，沒有考慮到信道的噪聲統計特性的變化，所以它并不適用于衰落變化比較快、而且存在窄帶干擾的信道，但由于其實現比較簡單，可用于固定接收等衰落變化比較緩慢的信道。用歸一法提取的CSI，是經過長期的迭代得到的，充分地反映了信道噪聲的統計特性，因此更適用于移動接收等衰落變化比較快、而且存在有窄帶干擾的信道。