近年來隨著第3代(3G)無線網絡在日本(IMT-2000)、歐洲(UMIST)和美國(CDMA2000)的推廣，3G移動手機所需的低成本、低功耗和小形狀系數的用戶設備(UE)變得重要起來。采用硅工藝、電路設計技術實現的直接下變頻接收結構是3G手機高集成平臺的一種有前途的系統方案。本文給出3G無線電的商業用全集成零中頻接收機方案(圖1)。廣泛討論接收機輸入2階截點(IIP2)，因為它是直接變頻接收機的關鍵性能指標。在此給出測量、仿真和計算結果。

圖1 3GPP FDD手機無線電用直接變頻接收器IC

圖2 由零中頻接收器中雙音阻塞引起的2階互調失真

圖3 UL參考信道和DL 16信道阻塞的CCDF

直接變頻接收機結構

如圖1所示，直接變頻或零中頻接收機結構是實現接收機完全片上集成的途經，直接解調信號為基帶I和Q信號。在3G WCDMA FDD(全雙工)工作模式，只需要一個外部雙工器分離RX和TX部分。而且，在FDD無線電中需要后置LAN RF濾波器，以抑制解調器輸入中的帶外阻塞和發送器泄露。在零中頻接收器IC中，由片上低通濾波器實現基帶的通道選擇。其后是通道濾波，基帶中的I/Q信號被無線電調制解調器IC的模擬基帶部分數字化之前由可變增益放大器(VGA)放大。

2階失真效應

在零中頻接收機中，2階互調分量(IM2)是一個干擾源，而必須使接收機基帶通道中的這些成分最小。在零中頻接收機中，前端2階非線性解調調幅信號后，阻差分量落入基帶內。由于這些2階IM2分量是由阻塞包絡的平方項組成的，所以基帶中這些不希望的頻譜分量的帶寬可能達到阻塞振幅包絡帶寬的2倍。IM2分量依賴于基帶中所希望的信號調制帶寬，所以這些IM2分量將部分地或全部導致接收機干擾容限。

這里所討論的IM2失真分量是發生在零中頻接收機下變頻器中，這是由于LNA中的低頻IM2分量通常由LNA和混頻單元之間的AC耦合或帶通濾波濾掉。在零中頻接收機中有多種IM2分量生成機制。然而，主要有下面兩種IM2來源：

RF自混頻：這是由于在零中頻接收機的混頻器中轉換級的非理想硬開關I-V特性和雜散耦合導致RF信號漏進LO端口所引起的。

下變頻器RF級2階非線性和LO級開關失配：在零中頻接收機的I/Q混頻器輸入引入強CW或調制阻塞時，混頻器跨導或RF級的有源器件的2階非線性將產生低頻IM2分量。

IIP2公式推導

接收器前端的弱非線性特性可表示為：

∧          (1)

接收器的輸入信號(見圖2)表示為，總雙音功率等于A2/R。接收器前端的2階失真分量為：

      (2)

在(f1+f2)和(f1-f2)總輸出IM2分量(包括總DC偏移)表示為：

   (3)

輸出IM2分量(方程3)中和系統阻抗R有關的總功率計算如下：

            (4)

根據定義，在IIP2功率電平，總輸入信號功率等于輸出IM2分量(方程4)中的總功率，除以增益因數|a1|2可寫為：

                 (5)

根據總雙音輸入功率等于P2T=A2/R，與接收器有關的IM2分量的總功率電平(方程4)可表示為：

                               (6)

注意方程4中的IM2分量總功率電平，它是由DC中的50%(-3dB)IM2分量、f1-f2中的25%(-6dB)分量、f1+f2中的25%(-6dB)IM2分量組成。因此，在f1-f2中IM2分量的功率電平可以從方程4和方程6推導出：

(7)

其中每個音的功率電平(在f1或f2中P1T)是總雙音功率的50%，。

有效低頻IM2分量

在3GPP WCDMA無線通信中，對接收器輸入嚴重的干擾不是雙音型，而是寬帶數字調制阻塞部分。因此，估算調制阻塞的有效低頻分量非常重要，以便得到滿足誤碼率性能要求的接收器IIP2。這就需要了解調制阻塞的特性。特別是它的非恒定包絡，這是由于它將RF阻塞變換到基帶，包括包絡的平方項。在3G標準測試案例7.3.1和7.6.1給出3GPP WCDMA接收器中兩個主要的調制阻塞。第一個測試案例7.3.1規定傳輸上行鏈路(UL)信號在天線處為最大功率電平(+24dBm)時，對于BER<10-3所需要的最小靈敏度。第2個測試案例7.6.1規定天線連接器處對于BER>10-3所需最小接收信號，調制下行鏈路(DL)阻塞為-44dBm，偏離所希望信號15MHz、在天線處傳輸UL功率是+20dBm情況下。

在3GPP標準文件A.1表中給出了在3GWCDMA手機的天線處傳輸UL信號參考測量信道(12.2kbps)結構。它由專用物理數據信道(DPDCH)和專用物理控制信道(DPCCH)組成。在無線電調制解調器部分，DPDCH和DPCCH信道都擴展到3.84Mcps，標定到適當的功率比(DPCCH/DPDCH=-5.46dB)、HPSK編碼并用1.92MHz平方根余弦(RRC)濾波器(滾降因數a=0.22)濾波。另外，前向信道調制阻塞(與所希望信道偏移15MHz)由測試所需的公共信道(Table C.7標定)和16個專用數據信道(Table C.6標定)組成。信號是QPSK混合編碼，擴展到3.84Mcps、編碼并用RRC濾波器(類似于UL信號)濾波。信號-3dB帶寬等于3.84MHz(在RF)，而且總信號功率的99%是在4.12MHz帶寬(-6dBBW)內。為了理解調制UL發送信號或調制DL16通道信號的包絡特性和估算WCDMA零中頻接收器中這些信號的有效IM2分量，首先研究用互補分布函數(CCDF)表示的每種信號中的功率統計。CCDF給出信號與概率關系的峰值平均功率比(PAR)。圖3示出UL傳輸信號和DL16信道信號的ADS(Advanced Design System)仿真CCDF。

注意圖3中在基于一個發送DPDCH的UL參考信道的0.1%概率處，PAR為3.1dB。另外，包含16個專用通信信道的DL阻塞(在15MHz偏移)具有8.4dB PAR(在概率0.1%)，這幾乎等同于高斯噪聲信號。下面將示出的有效低頻IM2分量估算不同于兩個標準測試案例，這是因為兩個不同阻塞分量之間的PAR不同。

研究WCDMA零中頻接收器輸入端調制阻塞IM2分量的ADS IM2仿真模板示如圖4。IM2分量由RRC濾波器濾波，此濾波器與基站發送器RRC濾波器匹配。仿真中所測量的總低頻IM2分量在所希望的oHz~2.06MHz基帶信號頻帶內，這是RF信號的99%功率帶寬的一半。

在圖5和圖6中分別示出WCDMA UL參考測量信道(12.2kbps)和WCDMA DL 16信道阻塞在零中頻下變頻器基帶輸出的仿真IM2分量頻譜。在ADS模板中，為了仿真，用0dBm的調制阻塞功率和等于+30dBm的零中頻下變頻器IIP2。對于0dBm WCDMA UL發送信號在1KHz...2.06MHz所希望的信號通帶內積分，得到總的低頻IM2分量的功率等于-43.7dBm。2階非線性所引起的DC偏移為5mV，這等效于50Ω上產生-33dBm(圖5)。另外，對于0dBm WCDMA DL 16信道阻塞的總IM2分量的功率電平，在1KHz...2.06MHz所希望信號通帶內積分等于-33.1dBm。2階非線性引起的總DC偏移等于5mV(圖6)。根據方程6，假定在零中頻下變頻器輸入端雙音阻塞總功率電平為0，則接收器輸入的總IM2分量的功率電平計算如下 ：

其中-33dBm是DC偏移電平(根據方程4計算)，-36dBm是在f1-f2內IM2分量的功率電平(根據方程7計算)。可以得出結論：0dBm UL發送阻塞在1KHz~2.06MHz頻段積分得到低頻IM2分量的功率電平7.7dB。同樣，由0dBm DL 16通道阻塞引起的等效低頻IM2分量功率電平為2.9dB。根據上述結果，總有效IM2分量功率電平為：

對于UL參考信道或TX阻塞案例為：

     (8)

對于DL 16信道阻塞案例為：

         (9)

在方程8和方程9中，每個音的功率電平(在f1或f2的P1T)是雙音阻塞總功率電平(P2T)的50%，這與調制阻塞的功率電平是相同的：

WCDMA接收器所要求的最小IIP2

下面根據方程8和9分別給出測試案例7.3.1和7.6.1的WCDMA零中頻接收器的最小IIP2。所有IIP2計算都是參考于接收器LNA輸入。

-3GPP標準測試案例7.3.1

5dB。可計算過允許的接收器NF產生最大的噪聲功率PN=Psensitivity+Gp-Eb/Nt=-117dBm+25dB-7dBm=-99dBm。

?©起的最大輸入IM2(指接收器LNA輸入)：

PIIM2,UL_TX = PN-11dB-ILduplexer≤99dBm-11dB-2dB = -112dBm

-3GPP標準測試案例7.6.1

已忽略由UL發送泄漏信號引起的低頻IM2分量，因為在該測試中的UL TX功率相對于7.3.1案例中所規定的電平已降低4dB。

圖4 清除IM2分量的ADS模塊

圖5 在零中頻接收器輸出由UL阻塞引起的仿真RRC濾波IM2分量

圖6 在零中頻接收器輸出由DL 16信道阻塞引起的仿真RRC濾波IM2分量

結語

本文給出在調制WCDMA阻塞器中所需的零中頻接收器IIP2的仿真、計算和測量結果。這依賴于調制阻塞的包絡特性，結果顯示基帶中總的低頻IM2分量電平可以高于或低于由等效雙音阻塞引起的低頻IM2拍音電平。