藍牙是一個開放性的、短距離無線通信技術標準。其功率放大器是藍牙無線發射機中功耗最大的模塊，為了降低藍牙系統功耗，延長電池壽命，要求它實現2～8 dBm的輸出功率步進。當前商用功放主流的功率控制電路主要有兩類，直接閉環控制型和間接閉環控制型。由于間接閉環控制方法具有集成度高，成本低的特點而被廣泛采用。考慮到集成度、成本等因素，文獻沒有對輸出功率檢測，而是通過預測輸出功率等級所對應的電源電壓大小，再通過采用穩壓器的結構，控制電源電壓間接實現功率控制的。

　　電路剛啟動時，如果穩壓器啟動時產生較大的電容或VMP管導通時有較小的電阻，浪涌電流就會很大，有時會接近穩壓器的電流限值，因此必須加以限制。

　　1 藍牙功放功率控制電路原理分析

　　間接閉環控制環路如圖1所示，該控制環路包括一個誤差放大器，反饋環路和調整管(VMP管)。工作原理是由誤差放大器將輸出反饋電壓VFB與參考電壓 Vref進行比較，并放大其差值(Vref-VFB)以此來控制調整管(VMP)的導通狀態，實現負反饋，從而得到穩定的輸出Vcon。電路剛啟動時，反饋電壓VFB很低，如果穩壓器啟動時產生較大的電容(或者負載電容很大)或VMP管導通時有較小的電阻，浪涌電流(即流過VMP管的瞬間電流)就會很大，有時會接近穩壓器的電流限值。因此，必須在誤差放大器中設計軟啟動電路，以保證整個電路在上電后進入正常的直流偏置狀態，不會產生浪涌電流。

　　閉環控制系統的主體電路如圖2所示，VM1～VM8組成折疊式的誤差放大器，VM9～VM10組成單級的電流鏡作為負載，這樣做的好處就是采用10 pF左右的補償電容就可以使系統達到穩定。VM5～VM14和VQ組成級間緩沖級。R1和R2組成反饋網絡，其中

　　由于N2節點(VMP管柵極)的輸出阻抗很小，因此在導通的瞬間N2節點的寄生電容在很短的時間內完成放電，N2節點的電壓由高變為低。這樣會導致有一個很大的浪涌電流流過PMOS調整管，高達1.45 A，該電流對系統的性能影響很大，例如，如果輸入端會存在一個寄生電阻，因此瞬態電流會引起一個較大的壓降差，導致系統不能正常工作，同時也會增加系統噪聲，因此有必要加以限制。

　　軟啟動電路設計

　　由上面分析可知，由于N2節點電壓迅速變化，導致大的浪涌電流流過P功率管(VMP管)。因此只需要控制N2節點電壓的變化就可以實現電流的控制，控制該浪涌電流變化無非就是控制其變化的斜率和峰值。其具體的電路原理圖包括兩個部分，即浪涌電流的斜率控制部分和峰值控制部分。具體的實現電路如圖3所示。

　　2.1 浪涌電流斜率的控制

　　晶體管VM22和VM23構成差分對，VM16和VM17，VM18，VM19，VM20，VM28和R2構成負反饋環路，因此B節點電壓會隨著C節點電壓上升而上升，最終B、C節點的電壓值將相等。

　　當VM25截止，VM24導通，即控制端Vcontrol的輸入電壓為高電平時，電容C1電壓為0 V;當Vm25導通，Vm24截止，即控制端Vcontrol的輸入電壓為低電平時，電流源I3將對電容充電。此時C節點的電壓Vc=I3t/C，假設流過VMP1管的電流為I，那么B節點的電壓為VB=IR2，又因為VC=VB，所以，I=I3×t/R2C。功率管VMP管與VMP1管構成電流鏡，因此間接實現了對浪涌電流的線性控制。

　　2.2 浪涌電流峰值的控制

　　因為VA=IR2+VGS(M28)，當VA的電壓大于VM18的閾值電壓與VGS(M26)之和，VM18將導通;注意到 VM16，VM17，VM18，VMP1組成負反饋環路，因此最終環路達到穩定，電流I將被控制在一定值，同樣間接實現了對電流峰值電流的控制，最大值由 R2、VM28、VM26、VM18確定。 3 仿真結果與討論

　　圖4為系統剛啟動時，流過功率管VMP管的電流，圖4(a)為沒有加軟啟動電路時，流過P功率管的瞬態電流，其峰值電流高達1.45 A。圖4(b)表明軟啟動電路分別從斜率和峰值成功地控制了瞬態電流，其峰值僅為520 mA，上升的斜率幾乎是一恒定值，不過這會增加系統的響應時間。因此可以根據應用系統的其他要求確定浪涌電流的斜率和峰值。

　　4 結論

　　針對藍牙功率放大器的功率控制電路在啟動時產生的浪涌電流現象，分別從浪涌電流的峰值和上升的斜率兩方面著手，設計出了一個新穎的浪涌電流控制電路，具有結構簡單等優點;同時分別分析了浪涌電流斜率和峰值的控制的原理，最終實現了對浪涌電流的控制，成功實現了軟啟動。