移動電視接收前端必須具有在遠離發射器條件下工作所需的靈敏度，而且在有強信號時還能容忍過載。可被整集成到車載娛樂（ICE）系統，以及手機、便攜式數字助理（PDA）、筆記本電腦等多種便攜式電子設備內的移動電視接收能力，即使在用戶的接收器和發射器間的距離隨行程而變化（不同于傳統廣播電視）的條件下也應有良好的表現。將高增益低噪放大器（LNA）與一個PIN二極管旁路開關結合起來就可實現帶過載保護、具有高靈敏度的移動電視接收器前端的低成本方案。

實現移動電視接收器最實用的辦法是在強信號條件下降低接收機的增益。可變射頻信號增益簡化了對混頻器級的線性要求，從而允許使用低成本射頻IC來構建接收模塊。在配有可切換/可調節增益接收器前端的級聯分析中，輸入三階交調截取點（IIP3）的改善將是增益變化的函數（見圖1和表1）。與固定增益接收器相比，可調增益接收器能更好地處理強信號。

自動增益控制（AGC）電路也可被用于改變LNA增益，而且由于通常是在通道濾波器前實現AGC，所以它可以對來自鄰近信道傳輸的過載做出響應。

降低RF增益的一個辦法是在LNA之前將部分射頻信號分流到地，見圖2（a）。該方法使用的射頻開關元件數量最少，但是當開關關閉時，會使得阻抗不匹配，從而可能影響系統其它部分。一種變通方法是把阻尼元件連至LNA并聯諧振網絡的高阻抗或“熱”端，盡管從更大的增益控制范圍角度看，這種方法在LNA之前犧牲了射頻選擇性。

當接收到的信號對LNA后面的各級（如混頻器或中頻（IF）放大器）呈過載時，還可以借助一對射頻開關來旁路LNA級。在旁路狀態，輸入信號直接傳送到下變頻器IC，見圖2（b）。只要旁路信號回路內的器件匹配特征阻抗（移動電視是75Ω），不匹配的機會就會降至最小。當然，增加的開關使電路更復雜。

另一種辦法是通過減小供給LNA的有源器件的靜態電流來降低射頻增益，見圖2（c）。類似雙柵極MOSFET等采用該技術的放大器和器件使用附加的器件終端來控制偏置電流。因為不采用開關元件，所以這種增益控制方法在電路上最簡單，但由于集電極/漏極電流低于額定器件直流工作點，它的線性度有所犧牲。

為滿足客戶對工作在47~870MHz頻譜的雙模（模擬/數字）移動電視接收機內LNA的要求，考慮了幾種MMIC選擇（表2），但它們的線性度并不夠好，因此沒被采用。這里采用一個寬帶高線性度MMIC LNA（MGA-68563型）和一個外接PIN二極管開關設計出了一個方案。

這款單級GaAs PHEMT LNA器件具有800微米的柵寬（圖3）。該器件的柵極連接到一個內部電流鏡，以補充工藝變化的影響并將閾值電壓變異的影響降至最低。該LNA采用有損耗的負反饋以實現穩定性并在100MHz~1GHz頻譜內將幅度響應平穩在一個3dB的窗口內（±1.5dB）。

因其內部反饋和低于10dB的輸出回波損耗，該MMIC不需要輸出阻抗匹配。但在一個如此寬的頻率范圍（47~870MHz）對輸入進行匹配，被證明并非易事且需要一個非傳統的方法，其中為優化輸入回波損耗指標，FET的漏極電流（Ids）要高于標稱值10mA。20mA的Ids就可滿足輸入回波損耗性能要求，但Ids被選為30mA以使其足夠寬裕來補償增加的PIN二極管開關電路帶來的任何影響。該MMIC LNA的引腳4通過外接電阻器R1控制流過內部偏置電流發生器的電流（圖3（a）及4（b））。改變R1的尺寸規格會改變Ids，但電源電壓Vd將保持為3V。將標稱Ids加大三倍可提供更高線性度。

在設計LNA/開關電路時，一開始旁路開關（圖5（a））采用了4個PIN二極管。對雙刀雙擲（DPDT）開關來說，這是常見的配置。該電路的工作原理是使位于上部的PIN二極管對導通，使下部的這對為零偏置，反之亦然。在正常操作中，只有低的這對PIN二極管導通，而LNA對射頻信號進行放大。當必須降低射頻增益時，上部這對PIN二極管導通，射頻信號以旁路模式圍繞LNA路由。這些電阻用于調節PIN二極管的正向電流以及將射頻信號與邏輯控制端口VSW1和VSW2隔絕。第一款設計用的元件數量不少，所以要尋找一種更簡單的方案。

通過與客戶溝通，我們開發出一種更簡單的雙刀單擲（DPST）開關（圖5（b）），只需把旁路路徑與輸入和輸出端口連接或斷開。由于不再對LNA通路進行切換控制，為利用未偏置FET的本有隔絕特性，在旁路模式時必須關閉LNA電源（Vdd）。這種方法降低了旁路通路的回波損耗性能，因為該通路具有未偏置FET并聯的有限柵極和漏極阻抗。

在正常工作中，PIN二極管電源關閉（VSW=0V），而LNA電源仍恢復至3V。但這些零偏置PIN二極管受到寄生電容的影響，因此LNA的增益與回波損耗性能因旁路路徑與輸入和輸出端口的不完全隔離而受損。

在LNA/開關內，電感L1和L2是鐵氧體磁珠，它們在MMIC和二極管偏置網絡的整個范圍內呈現出高阻抗（圖5（b））。沒有L1作為扼流圈，輸入信號的一部分將通過與電阻R3并聯的寄生電容旁路到地。在沒有L1的原型板上進行的測量表明，該電感可防止LNA噪聲指標的惡化。電容C3、C4和C5將射頻信號從直流電源中解耦出來，它們的容抗值都不大（在最低工作頻率下的Xc為5Ω）。電容C1和C2在MMIC的輸入和輸出端起隔直作用。特意選擇C2為一個較小值，以產生高通響應，從而補償MMIC在高頻下固有的增益滾降特性。電阻R1和R2控制MMIC的電流，它們使得當Vdd=3V時，電流為30mA。在VSW=3V時，電阻R3、R4和R5將PIN二極管的正向偏置限制在約為2.5mA。

只用一個PIN二極管可進一步簡化該電路，但這樣做沒有任何好處，因為SOT-23或SOT-323表面貼的二極管對和單個二極管的占位空間是一樣的，而價格上的差別可忽略不計。

為*估LNA/開關的性能，在以前為非旁路LNA應用設計的電路板上搭建了一個原型。該PCB由Rogers公司的RO4350B層壓材料組成，當頻率為10GHz是，z方向的介電常數是3.48。將該PIN二極管與其相關的偏置元件直接焊在早先就存在于PCB上的元器件的引腳/焊盤上。兩個1N5719 軸向玻璃二極管被用作D1的開關元件。在后來的PCB布局中，將用SOT封裝的PIN二極管對（HSMP-3893/E型）取代這些二極管。

在我們關注的頻率范圍內，該LNA的中位數增益為19.8dB±1.3dB（圖6（a））。借助隔直電容C2的高通響應，對頻率低于200MHz信號進行適度衰減，保證了頻率響應的平坦。高頻端增益的滾降與MMIC的特點一致，且可能源自于未偏置PIN二極管的寄生電容的負反饋。

在旁路模式，在整個頻譜范圍內，電路具有3.8到4.5dB的衰減（圖6（a））。該模式下的損耗主要來自PIN二極管的寄生串聯電感。PCB的耗散、FET的FET終端阻抗以及電阻R4的寄生并聯電容對旁路模式的損耗有一些影響。不過，旁路模式損耗被很好地控制在客戶規范限定的-5dB水平內，所以目前在試圖進一步降低旁路損耗。

當在特定頻率范圍內對旁通模式進行*估時，輸入和輸出回波損耗表現一貫良好（低于17dB）。無偏置FET的柵極和漏極與開環電路的近似程度是影響回波損耗的主要因素。當LNA工作時，返回損耗性能并沒有這樣好，此時在最低頻率下的最壞情況是輸出返回損耗等于7dB。低于70MHz頻率時，差的輸出回波損耗表現是由小數值電容C2引起的，它是對更好頻率響應的一種折衷。

圖7（a）比較了帶或不帶鐵氧體磁珠電感L1的LNA噪聲指標。若沒有L1，則無法滿足目標噪聲規范（不高于1.3dB）。通過曲線對比，可以推測R3的寄生電容對信號損耗有0.3~0.6dB的影響，從而將噪聲同樣增加了0.3~0.6dB。若使用L1，帶內噪聲指標會有更多變化（從0.2dB上升到0.5dB），但這并不重要。這些變化可能來自于隨頻率增加、鐵氧體磁珠越來越弱的扼流能力，特別是對從根據制造商提供的性能圖表推測出的約100MHz以上的自諧振頻率（SRF）來說更是如此。

在移動電視頻帶范圍內，采用-20dBm的雙音輸入功率水平將該LNA的輸出三階交調截取點（OIP3）作為若干均勻分布的頻點實施了測量。通過減去從OIP3數據測得的增益，對IIP3進行了計算。OIP3不低于30.3dBm，在頻帶內的最大增益變異是0.8dB（圖7（b））。線性比數據表上的標稱值（20dBm）有10dB的改善，該改進可歸功于設計采用的更高Ids。

該LNA/開關設計滿足了其目標規范且顯示出具有巨大的改進潛能。例如，可通過用SRF更高的鐵氧體磁珠電感替代目前所用的產品來改善噪聲性能。