隨著無線數據的使用不斷增多，人們迫切希望未來的通信系統能夠以更高的能效傳輸更多的數據，以便降低運營成本，并增加移動設備的電池壽命。

對于發射機的功率放大器（PA）來說，由于其需要在應對最新蜂窩標準所用復雜寬帶調制方案所需高峰值平均功率比（PAR）的同時實現高平均效率，因此要同時滿足這兩個要求，尤其具有挑戰性。

PA的平均效率主要取決于驅動器和末級的效率。

我們已經構建了一個高效的兩級GaN RF PA MMIC，它采用一個低壓工作的GaN晶體管作為驅動器。這可以通過降低驅動器的功耗和消除其與末級之間級間匹配的需要，來提高整體PA的平均效率。

盡管負載調制引起的輸出功率變化很大，但MMIC的末級采用準負載不敏感（QLI）的E類負載網絡來終止，從而可以實現高效率。該負載網絡采用標準的RF封裝，并利用鍵合線和封裝引線電容來實現。

負載牽引測量結果表明，盡管負載調制多種多樣——例如輸出功率可以有8dB變化——但PA的總功率效率仍然大于70%。由于能始終保持這種高效率，因此該MMIC對有賴于負載調制的PA架構（例如Doherty和異相方法）非常有用。

我們使用此MMIC創建了一個演示PCB。該系統的線性增益約為27dB，在2.14GHz、輸出功率為35.4dBm時，最大效率為76%。驅動器和末級的電源電壓分別為5.5V和25V。我們在我們的演示裝置中使用了帶矢量切換廣義記憶多項式數字預失真（VS-GMP DPD）算法的WCDMA信號，并在29.4dBm的平均輸出功率下實現了-52.4dBc的相鄰信道泄漏比。

電路架構

傳統和新型低壓驅動器RF PA陣容的原理圖，分別顯示在圖1的左側和右側。

圖1：左側是傳統的高壓驅動器RF PA，右側是低壓驅動器RF PA。

傳統方法對驅動器和末級使用相同的電源電壓，因此整個PA需要在其驅動器和末級之間添加一個匹配網絡。在驅動器上使用低電源電壓，可以充分降低其輸出阻抗，而使整個PA不需要這樣的匹配網絡，從而可降低功率損耗。低驅動器電源電壓還可降低驅動器的功耗，從而提高整體效率。去掉級間匹配網絡還可降低MMIC的尺寸，從而降低成本。

圖2比較了仿真條件下傳統高壓和新型低壓驅動器RF PA拓撲的整體效率。雖然仿真得到的漏極效率（DE）對于高壓和低壓情況幾乎相同，但功率附加效率（PAE）卻存在顯著的差異。

圖2：當PA工作在2.14 GHz時，兩種驅動器架構的漏極效率（上圖）和功率附加效率（下圖）的仿真比較。

兩級GaN HEMT MMIC設計

此MMIC采用Fraunhofer IAF的0.25μm GaN HEMT技術在多項目晶圓上構建為兩級放大器。驅動級和末級的總柵極寬度分別為0.488mm和2.4mm。末級晶體管和驅動器晶體管以及交流耦合電容和柵極偏置電阻均集成在一塊裸片上，如圖3所示。

封裝內準負載不敏感的E類負載網絡

盡管負載調制引起的輸出功率變化很大，但MMIC的末級仍采用QLI E類負載網絡終止，以便確保高效率。

MMIC及其QLI E類負載網絡采用SOT1112A標準埃賦?。ˋmpleon）空腔陶瓷封裝，并使用鍵合線和封裝引線電容產生兩個關鍵的電抗元件：4.9nH的L1和1.5pF的C1。

圖3：已組裝MMIC及其負載網絡的原理圖。

圖4顯示了已封裝MMIC在負載牽引測量下的效率，表明已封裝MMIC可以在大負載變化下保持其高效率。

圖4：低壓驅動器MMIC在2.14GHz脈沖負載牽引測量期間的漏極效率和功率附加效率。

構建演示板并使用已調信號對其進行測量

為了進一步證明低壓驅動器方法的價值，我們設計了一個PCB來安裝此MMIC，并調整其輸出負載，以匹配此MMIC在上述負載牽引測量下單獨實現其最大效率時的阻抗。

PCB板采用Rogers RO4350B作為基板來制備。圖5中顯示了該PCB板及其偏置和匹配元器件。

圖5：PCB上的元器件及其值，以及已安裝PA小插圖。

圖6顯示了已安裝PA采用2.14GHz連續波信號測得的漏極效率、功率附加效率和增益。峰值PAE為76%。驅動器功耗非常低，以至于在低輸出功率和高輸出功率水平下，漏極和功率附加效率之間的差異可以忽略不計。在2.14GHz時測得的小信號增益約為27dB。

圖6.最終電路測得的增益、漏極效率（黑線）和功率附加效率（紅色方塊）。

總結

使用低壓驅動電路有助于在0.25μm GaN HEMT技術中實現高整體PA效率。我們的測量結果表明，采用RF封裝組裝、具有QLI E類負載網絡的低壓驅動器MMIC，可以在輸出功率有8dB變化的情況下，創建效率保持大于70%的PA。這樣，對于有賴于負載調制的PA架構（例如Doherty和異相方法）來說，此MMIC就能夠成為良好的候選器件。