無源 UHF RFID 芯片的設計難點是圍繞著如何提高芯片的讀寫距離、降低標簽的制造成本展開的。因此，提高電源恢復電路的效率，降低整體芯片的功耗，并且工作可靠仍然是 RFID 標簽芯片設計主要的挑戰。

超高頻無源 RFID 標簽（UHF Passive RFIDTag）是指工作頻率 在 300M~3GHz 之間的超高頻頻段內，無外接電源供電的 RFID 標簽。這種超高頻無源 RFID 標簽由于其工作頻率高，可讀寫距離長，無需外部電 源，制造成本低，目前成為了 RFID 研究的重點方向之一，有可能成為在不久的將來 RFID 領域的主流產品。

對于 UHF 頻段 RFID 標簽的研究，國際上許多研究單位已經取得了一些出色的成果。例如，Atmel 公司在 JSSC 上發表了最小 RF 輸入功率可低至 16.7μW 的 UHF 無源 RFID 標簽。這篇文章由于其超低的輸入功率，已經成為 RFID 標簽設計的一篇經典文章，被多次引用。在 2005 年，JSSC 發表了瑞士聯邦技術研究院設計的一款最小輸入功率僅為 2.7μW，讀寫距離可達 12m 的 2.45G RFID 標簽芯片。在超 小、超薄的 RFID 標簽設計上，日本日立公司在 2006 年 ISSCC 會議上提出了面積僅為 0.15mm×0.15mm，芯片厚度僅為 .5μm 的 RFID 標簽芯片。國內在 RFID 標簽領域的研究，目前與國外頂尖的科研成果還有不小的差距，需要國內科研工作者加倍的努力。

如圖 1 所示，一個完整超高頻無源 RFID 標簽由天線和標簽芯片兩部分組成，其中，標簽芯片一般包括以下幾部分電路：電源恢復電路、電源穩壓電路、反向散射調制電路、解調電路、時鐘提取 / 產生電路、啟動信號產生電路、參考源產生電路、控制單元、存儲器。

無源 RFID 標簽芯片工作時所需要的能量完全來源于讀卡器產生的電磁波的能量，因此，電源恢復電路需要將標簽天線感應出的超高頻信號轉換為芯片工作需要的直流電壓，為芯片提供能量。

本文第 2 部分將介紹電源恢復電路的設計。由于 RFID 標簽所處的電磁環境是十分復雜的，輸入信號的功率可以變化幾百甚至幾千倍，因此，為了芯片在大 小不同的場強中均可以正常工作，必須設計可靠的電源穩壓電路。本文第 3 部分將對電源穩壓電路的設計進行說明。調制與解調電路是標簽與讀卡器進行通信的關鍵 電路，目前絕大部分的 UHF RFID 標簽采用的是 ASK 調制，本文在第 4 部分對調制與解調進行介紹。RFID 標簽的控制單元是處理指令的數字電 路。為使標簽在進入讀卡器場區后，數字電路可以正確復位，以響應讀卡器的指令，必須設計可靠的啟動信號產生電路，用來提供數字單元的復位信號。本文在第 5 部分將討論啟動信號產生電路的設計。

電源恢復電路

電源恢復電路將 RFID 標簽天線所接收到的超高頻信號通過整流、升壓等方式轉換為直流電壓，為芯片工作提供能量。電源恢復電路具有多種可行的電路結構。如圖 2 所示是目前常用的幾種電源恢復電路。

在這些電源恢復電路中，并不存在最理想的電路結構，每種電路都有各自的優點及缺陷。在不同的負載情況、不同的輸入電壓情況、不同的輸出電壓要求 以及可用的工藝條件下，需要選擇不同的電路以使其達到最優的性能。圖 2（a）所示的多級二極管倍壓電路，一般采用肖特基勢壘二極管。它具有倍壓效率高、輸 入信號幅度小的優點，應用十分廣泛。但是，一般代工廠的普通 CMOS 工藝不提供肖特基勢壘二極管，在工藝的選擇上會給設計者帶來麻煩。圖 2（b）是用接 成二極管形式的 PMOS 管來代替肖特基二極管，避免了工藝上的特殊要求。這種結構的倍壓電路需要有較高的輸入信號幅度，在輸出電壓較高時具有較好倍壓效 率。圖 2（c）是傳統的二極管全波整流電路。與 Dickson 倍壓電路相比，倍壓效果更好，但引入了更多的二極管元件，功率轉換效率一般略低于 Dickson 倍壓電路。另外，由于它的天線輸入端與芯片地分離，從天線輸入端向芯片看去，是一個電容隔直的全對稱結構，避免了芯片地與天線的相互影 響，適合于與對稱天線（例如偶極子天線）相接。圖 2（d）是許多文獻提出的全波整流電路的 CMOS 管解決方案。在工藝受限的情況下，可以獲得較好的功率 轉換效率，并且對輸入信號幅度的要求也相對較低。

在一般的無源 UHF RFID 標簽的應用中，出于成本的考慮，希望芯片電路適合 于普通 CMOS 工藝的制造。而遠距離讀寫的要求對電源恢復電路的功率轉換效率提出了較高的要求。為此，很多設計者采用標準 CMOS 工藝來實現肖特基勢壘 二極管，從而可以方便地采用多級 Dickson 倍壓電路結構來提高電源轉換的性能。圖 3 所示是普通 CMOS 工藝制造的肖特基二極管結構示意圖。在設計 中，不需要更改工藝步驟和掩膜板生成規則，只需在版圖上作一些修改，就可以制作出肖特基二極管。

圖 4 所示是在 UMC 0.18um CMOS 工藝下設計的幾種肖特基二極管的版圖。它們的直流特性測試曲線如圖 5 所示。從直流特 性的測試結果上可以看到，標準 CMOS 工藝制造的肖特基二極管具有典型的二極管特性，并且開啟電壓只有 0.2V 左右，非常適合應用于 RFID 標 簽。

電源穩壓電路

在輸入信號幅度較高時，電源穩壓電路必須能保證輸出的直流電源電壓不超過芯片所能承受的最高電壓;同時，在輸入信號較小時，穩壓電路所消耗的功率要盡量的小，以減小芯片的總功耗。

從穩壓原理上看，穩壓電路結構可以分為并聯式穩壓電路和串聯式穩壓電路兩種。并聯式穩壓電路的基本原理如圖 6 所示。

在 RFID 標簽芯片中，需要有一個較大電容值的儲能電容存儲足夠的電荷以供標簽在接收調制信號時，仍可在輸入能量較小的時刻（例如 OOK 調制 中無載波發出的時刻），維持芯片的電源電壓。如果輸入能量過高，電源電壓升高到一定程度，穩壓電路中電壓感應器將控制泄流源將儲能電容上的多余電荷釋放 掉，以此達到穩壓的目的。圖 7 是其中一種并聯型穩壓電路。三個串聯的二極管 D1、D2、D3 與電阻 R1 組成電壓感應器，控制泄流管 M1 的柵極電 壓。當電源電壓超過三個二極管開啟電壓之和后，M1 柵極電壓升高，M1 導通，開始對儲能電容 C1 放電。

另外一類穩壓電路的原理則是采用串聯式的穩壓方案。它的原理圖如圖 8 所示。參考電壓源是被設計成一個與電源電壓無關的參考源。輸出電源電壓經 電阻分壓后與參考電壓相比較，通過運算放大器放大其差值來控制 M1 管的柵極電位，使得輸出電壓與參考源基本保持相同的穩定狀態。

這種串聯型穩壓電路可以輸出較為準確的電源電壓，但是由于 M1 管串聯在未穩壓電源與穩壓電源之間，在負載電流較大時，M1 管上的壓降會造成較高的功耗損失。因此，這種電路結構一般應用于功耗較小的標簽電路中。

調制與解調電路

a. 解調電路

出于減小芯片面積和功耗的考慮，目前大部分無源 RFID 標簽均采用了 ASK 調制。對于標簽芯片的 ASK 解調電路，常用的解調方式是包絡檢波的方式，如圖 9 所示。

包絡檢波部分與電源恢復部分的倍壓電路基本相同，但是不必提供大的負載電流。在包絡檢波電路的末級并聯一個泄電流源。當輸入信號被調制 時，輸入能量減小，泄流源將包絡輸出電壓降低，從而使得后面的比較器電路判斷出調制信號。由于輸入射頻信號的能量變化范圍較大，泄流源的電流大小必須能夠 動態的進行調整，以適應近場、遠場不同場強的變化。例如，如果泄流電源的電流較小，在場強較弱時，可以滿足比較器的需要，但是當標簽處于場強很強的近場 時，泄放的電流將不足以使得檢波后的信號產生較大的幅度變化，后級比較器無法正常工作。為解決這個問題，可以采用如圖 10 所示的泄流源結構。

在輸入載波未受調制時，泄流管 M1 的柵極電位與漏極電位相同，形成一個二極管接法的 NMOS 管，將包絡輸出鉗位在 M1 的閾值電壓附 近，此時輸入功率與在 M1 上消耗的功率相平衡;當輸入載波受調制后，芯片輸入能量減小，而此時由于延時電路 R1、C1 的作用，M1 的柵極電位仍然保 持在原有電平上，M1 上泄放的電流仍保持不變，這就使得包絡輸出信號幅度迅速減小;同樣，在載波恢復后，R1 和 C1 的延時使得包絡輸出可以迅速回復 到原有高電平。采用這種電路結構，并通過合理選擇 R1、C1 的大小以及 M1 的尺寸，即可滿足在不同場強下解調的需要。包絡輸出后面所接的比較器電路也有 多種可以選擇的方案，常用的有遲滯比較器、運算放大器等。也可以簡化為用反相器來實現。

b. 調制電路

無源 UHF RFID 標簽一般采用反向散射的調制方法，即通過改變芯片輸入阻抗來改變芯片與天線間的反射系數，從而達到調制的目的。一般設計天線阻抗與芯片 輸入阻抗使其在未調制時接近功率匹配，而在調制時，使其反射系數增加。常用的反向散射方法是在天線的兩個輸入端間并聯一個接有開關的電容，如圖 11 所 示，調制信號通過控制開關的開啟，決定了電容是否接入芯片輸入端，從而改變了芯片的輸入阻抗。

啟動信號產生電路

電源啟動復位信號產生電路在 RFID 標簽中的作用是在電 源恢復完成后，為數字電路的啟動工作提供復位信號。它的設計必須要考慮以下幾點問題：如果電源電壓上升時間過長，會使得復位信號的高電平幅度較低，達不到 數字電路復位的需要;啟動信號產生電路對電源的波動比較敏感，有可能因此產生誤動作;靜態功耗必須盡可能的低。

通常，無源 RFID 標簽進入場區后，電源電壓上升的時間并不確定，有可能很長。這就要求設計的啟動信號產生電路產生啟動信號的時刻與電源電壓相關。圖 12 所示是一種常見的啟動信號產生電路。

它的基本原理是利用電阻 R0 和 NMOS 管 M1 組成的支路產生一個相對固定的電壓 Va，當電源電壓 vdd 超過 NMOS 管的閾值電 壓后，Va 電壓基本保持不變。隨著 vdd 的繼續升高，當電源電壓達到 Va+|Vtp|時，PMOS 管 M0 導通使得 Vb 升高，而此前由于 M0 截 止，Vb 一直處于低電平。這種電路的主要問題是存在著靜態功耗。并且由于 CMOS 工藝下 MOS 管的閾值電壓隨工藝的變化比較大，容易受工藝偏差的影 響。因此，利用 pn 結二極管作啟動電壓的產生會大大減小工藝的不確定性，如圖 13 所示。

當 VDD 上升到兩個 pn 結二極管的開啟電壓之前，PMOS 管 M0 柵極與電源電壓相等，PMOS 管關斷，此時電容 C1 上的電壓為低電 平。當 VDD 上升到超過兩個二極管閾值電壓后，M0 開始導通，而 M1 柵極電壓保持不變，流過 M1 的電流保持不變，電容 C1 上電壓逐漸升高，當其 升高到反相器發生翻轉后，就產生了啟動信號。因此，這種電路產生啟動信號的時間取決于電源電壓是否達到兩個二極管的閾值電壓，具有較高的穩定性，避免了一 般啟動電路在電源電壓上升過慢時，會導致開啟信號出現過早的問題。

如果電源電壓上升的時間過快，電阻 R1 和 M0 的柵 電容構成了低通延時電路，會使得 M0 的柵極電壓不能迅速跟上電源電壓的變化，仍然維持在低電平上，這時 M0 就會對電容 C1 充電，導致電路不能正確工 作。為解決這一問題，引入電容 C5。如果電源電壓上升速度很快，電容 C5 的耦合作用能夠使得 M0 的柵極電位保持與電源電壓一致，避免了上述問題的發 生。

該電路仍然存在的靜態功耗的問題，可以通過增大電阻值，合理選擇 MOS 管尺寸來降低靜態功耗的影響。要想完全解決靜態功耗的問題則需要設計額外的反饋控制電路，在啟動信號產生后關斷這部分電路。但是，需要特別注意引入反饋后產生的不穩定態的問題。

結論

本文所介紹的一些 RFID 標簽的主要電路，大部分已經經過了流片的驗證。圖 14 是我們所設計的一款 RFID 標簽芯片。芯片面積 0.7mm×1.0mm，在 36dBm EIRP 下，可在 6 米處讀出標簽卡號。圖 15 是 2.45GHz 帶有片上天線設計的 RFID 標簽。在 42dBm EIRP 下，該芯片可在 40cm 處產生響應。

無源 UHF RFID 芯片的設計難點是圍繞著如何提高芯片的讀寫距離、降低標簽的制造成本展開的。因此，提高電源恢復電路的效率，降低整體芯片的功耗，并且工作可靠仍然是 RFID 標簽芯片設計主要的挑戰。