在工業、科學和醫療(ISM) 300MHz至450MHz波段的短程無線通訊系統中，低成本的ASK和/或FSK發送器和收發器是其核心器件。這些短程通信器件(SRD)的典型應用包括無線遙控門禁系統(RKE)、胎壓檢測(TPM)、遙控和安全系統。

系統設計需要考慮射頻鏈路的預算、天線設計、電池壽命及射頻調整電路等諸多因素，另外，還會涉及到輸出功率與發送器電流消耗的折中。Maxim低成本的收發芯片(如：MAX1472、MAX7044、MAX1479和MAX7030/MAX7031/MAX7032)集成了獨特的功率放大器(PA)，允許用戶在保證高效率的同時，合理控制RF輸出功率和發送器電流損耗，這種折中控制是提高電池壽命的關鍵，符合現今創新節能產品的嚴格要求。Maxim器件在進行上述折中選擇時不需要修改電路，可以較為容易地設計ResourceSmart™方案。通過簡單地改變功率放大器的負載阻抗，可以改變其輸出功率和電流損耗。

本應用筆記簡單介紹了功率放大器的理論，并給出了Maxim LFRF發送器和收發器內部使用的PA的仿真結果。

功率放大器綜述

A類、B類和C類功率放大器

A類功率放大器的信號有一個偏置點，當輸入信號幅度改變時，器件消耗的平均電流并不改變。圖1中，M1可以看作是幅度為IDC的電流源。

圖1. A類功率放大器的原理圖

放大器最大輸出功率對應的輸出阻抗為：

RLOPT = VDD/IDC (式1)

最大輸出功率定義為：

POUTMAX = _ × VDD × IDC (式2)

因此，A類功率放大器的效率最大值為50%1。假設，在保證偏置電流為IDC的同時，M1漏極電壓擺幅最低可以到地電位。工作在線性電阻區會使A類CMOS功率放大器的實際效率降低到40%以下。這意味著工作電壓確定后，為了保持高效，A類功率放大器的偏置電流必須隨著輸出功率的改變而改變。由于A類功率放大器的偏置點不隨輸入信號的改變而改變，所以在注重增益的線性度的應用中，此類功率放大器是最佳結構。

B類和C類功率放大器與A類相比，可以實現更高效率，但通常輸出功率較低，并且有較大失真。

A類、B類和C類CMOS功率放大器的共同特點是有源器件被視作電壓控制電流源，并且不希望其工作在線性電阻區。

D類、E類和F類功率放大器

與A類、B類和C類功率放大器相反，D類、E類和F類CMOS功率放大器通過工作在線性電阻區來優化效率和輸出功率。這些功率放大器通常被稱作“開關模式”功率放大器。因為這些功率放大器可以在低工作電壓下實現高效率，所以被廣泛用于ISM頻段的收發裝置。圖2所示，在開關模式的功率放大器中，輸出級電路由大信號方波驅動。

圖2. 開關模式功率放大器的原理圖

可以把輸出級晶體管看作一個按照設定頻率、占空比進行開關操作的電阻。從圖2還可以看出，輸出級晶體管的電流含有豐富的諧波成分。這些諧波成分取決于驅動信號的占空比和幅度、場效應管的導通電阻和功率放大器的負載電阻。在D類功率放大器中，通過改變輸入信號的占空比改變輸出功率，即脈寬調制(PWM)模式。D類功率放大器通常用于輸出功率連續變化的音頻系統。

對于E類功率放大器，輸入信號的占空比恒定不變。匹配網絡用于最小化輸出級開關導通時的漏極電壓。通過最小化輸出級開關的導通壓降，可以降低開關管的功耗，提高PA的整體效率。

F類功率放大器與E類功率放大器相似，但設計匹配網絡時要特別注意諧波阻抗，以實現最高效率。因為要考慮諧波電阻，F類功率放大器匹配網絡設計一般更復雜。

開關模式功率放大器

所有Maxim的CMOS ISM頻段收發器都提供漏極開路的功放輸出。在整個300MHz至450MHz頻段內，驅動信號的占空比固定在25%。用戶根據所要求的輸出功率、電流損耗和諧波參數來設計匹配網絡。通過只對特定的無線應用提供必要的輸出功率，極大地降低了功耗。

圖3是開關模式功率放大器輸出級的簡化模型。

圖3. 開關模式功率放大器的簡化模型

圖中，RSW是FET的導通電阻，CPA是等效的器件寄生電容總和，CPKG是封裝電容，CBOARD是板上電容。表1列出了Maxim ISM頻段主要收發器件的開關電阻和電容值。

表1. 開關電阻和電容值

注意：開關導通電阻的典型值對應于VDD = 2.7V的工作電壓；另外，板上寄生電容受布線影響很大。E類、F類功率放大器和匹配網絡的設計可以參照文獻2, 3, 4，讀者可以利用這些資料作為技術背景。考慮到本文篇幅，這里只能提及兩點：首先，匹配網絡以及功率放大器輸出端波形的設計必須使功率放大器的效率最高；其次，開關閉合時，輸出級導通壓降較低，則功率放大器的效率最高。

開關模式功率放大器的仿真

在許多低成本ISM頻段應用中，系統設計師可能受設計周期、費用、系統復雜度的限制而無法對匹配網絡進行優化，以實現效率最大化。小尺寸(高Q值)、價格便宜的天線在發射較高頻率時通常有較高效率，但是射頻調整電路限制了發射信號的諧波成分。所以匹配網絡對諧波分量的抑制尤為重要。考慮到這些因素，我們在分析功率放大器時假定輸出匹配網絡已經過優化，漏極輸出電壓已經過濾波，為正弦信號。如圖4所示。

圖4. 開關模式功率放大器的波形

假設功率放大器的負載電阻為RL，輸出電壓可低至0.1V，功率放大器的效率表示為：

如果電源電壓VDD = 3V、開關導通電阻RSW = 22Ω、負載電阻RL = 400Ω，功率放大器的效率為80%，輸出功率為10.2dBm。與理想的A類放大器相比，效率提高了約60%。當然，電壓波形、開關導通電阻和負載電阻都是相關的，上式并不能精確計算效率。可利用SPICE建立開關模式功率放大器的理想模型，阻值為11Ω或22Ω的理想電阻與Q值為10的并聯諧振腔連接。圖5是仿真原理圖，圖6為仿真結果。

圖5. 理想開關模式功率放大器仿真原理圖

圖6. 理想開關模式功率放大器輸出功率與負載電阻的關系

圖6所示，開關模式的功率放大器最顯著的優勢之一就是在保證卓越的直流-射頻轉換效率的同時，通過改變負載電阻，可以在寬范圍內改變輸出功率。另外，與較高開關導通電阻的功率放大器相比，具有較小開關導通電阻的開關模式功率放大器其輸出的功率較大，效率較高。較低開關導通電阻的功率放大器的缺點是，需要更大的驅動電流對開關器件的寄生電容進行充放電。

如上所述，為了提高開關模式功率放大器的效率，開關必須在最小電壓附近開啟。例如在一個開關電阻驅動的簡單并聯諧振電路中，要實現最大效率，就要使功率放大器在工作頻率下的視在負載的虛部最小(包括元件、封裝和印刷電路板上的寄生電容)。如果網絡失諧，功率放大器的效率將顯著下降。圖7說明Q = 10和Q = 5時，匹配網絡失諧后理想開關模式功率放大器的性能。

圖7. 理想開關模式功率放大器效率與失諧的關系

如圖7所示，漏極電流的最小值發生在諧振頻率點。這一事實可以用于驗證現有匹配網絡是否已針對特定工作頻率實現了最優化。同時要注意的是，SPICE仿真時假設：開關電阻的打開和閉合都是瞬間完成的；在開關打開和閉合的過程中，開關的寄生電容并不隨之改變；諧振電感和電容沒有寄生阻抗。這些方面的影響使實際的開關模式功率放大器的性能低于理想情況下的水平。在特殊的應用中，通常采用迭代的方法實現匹配網絡的最優化。

結論

綜上所述，Maxim在ISM頻段的開關模式功率放大器的重要特點是：

• 開關模式功率放大器通過工作在線性電阻區實現低工作電壓下效率和輸出功率間的優化。這一點不同于A類、B類和C類功率放大器(對于A類、B類和C類功率放大器，應避免工作在線性電阻區)。

• 所有Maxim的CMOS ISM頻段開關模式功率放大器都提供漏極開路輸出。用戶根據所需輸出功率、電流損耗和諧波參數來設計匹配網絡。這種靈活性使用戶在保證高效率的同時，可以調節射頻功率和電流損耗，這對延長ResourceSmart方案設計中的電池使用時間極為重要。

• 為了最大化開關模式功率放大器的效率，開關必須在漏極電壓最低時打開，要使開關模式功率放大器在工作頻率下所呈現的負載的虛部最小(包括元件、封裝和電路板上的寄生電容)。

• 與功率放大器的負載相關，漏極電流的最小值會出現在諧振頻率處。這一事實可以用于驗證現有匹配網絡是否已針對特定工作頻率和負載實現了最優化。

參考文獻

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