引言
對于用于CDMA2000與W-CDMA基站的大功率放大器（HPA）的設計師來說，他們面臨許多完成精確發射功率測量的挑戰。其中涉及到的復雜因素包括高的峰均比以及峰均比隨基站通話載荷、大的工作溫度范圍和大的發射功率范圍變化而變化。制造商利用精確的有效值（RMS）輸出功率測量減小HPA的功率。本文描述了在工作溫度范圍內精確測量和控制RMS功率的幾種方法。

復合調制方案，例如CDMA2000與W-CDMA，具有很高的峰均比。對于一個給定的最大平均輸出功率的要求，當峰均值由于基站頻譜屏蔽和誤差向量值（EVM）的要求而增加時，最大設計功率要求通常會增加（或線性化要求增加）。如果被調制信號的峰值被削波，那么第三級失真將會增加，從而導致基站不能滿足頻譜屏蔽的要求。削波后的被調制信號峰值也會導致數據丟失，從而使系統不能滿足EVM的要求。基于最大發射功率要求設計HPA的費用很高但卻必不可少。增加的費用來自兩個方面，一是電子元器件成本的增加，二是HPA效率的降低。總是涉及到的是HPA的最大設計功率有關的成本問題，并且工作在低于飽和點以下許多HPA的效率是相當低的。效率的降低會增加HPA模塊的成本，因為這樣會增加用于散熱的機械機構的成本、尺寸和重量，并且降低了HPA的可靠性，增加其工作成本。

減小HPA的最大設計功率對于HPA制造商來說非常重要。HPA的飽和點靠近平均功率越近，其工作效率就會越高，并且成本越低。雖然有許多種方法可以使HPA的飽和點盡可能的接近其平均發射功率，但是這些方法都受基站系統的測量輸出功率的能力的限制。由于射頻（RF）功率測量允許誤差（包括測量誤差隨溫度和峰均比變化）需要增加HPA的最大設計功率以保證符合頻譜屏蔽和EVA要求。
不僅CDMA2000和W-CDMA調制方案具有高峰均比，而且其峰均比也隨特定基站的呼叫量的變化而變化。例如，在CDMA2000 IS-95A基站中，僅導引信號前向鏈路的波峰因數就為6.6dB，64通道的前向鏈路波峰因數為12dB（采用無載頻簡化技術）。高的峰均值將引起非RMS響應RF功率檢測器的誤差。如果一種調制方案高的峰均比保持恒定，那么在生產過程中可以被校準，但基于大量用戶的峰均比變化是比較難處理的。這就要求保持對系統用戶數量的跟蹤，緊緊地控制使用的沃爾什碼以及一個非常龐大的查詢表來了解在特定時刻信號的峰均比。一種更好方法是采用RMS響應檢測器。它不像二極管檢測器或對數放大器，RMS響應檢測器有很強的避免受峰值因數變化影響的能力。圖1 示出高性能對數放大器（AD8318）與RMS響應檢測器（AD8364）的比較，結果表明峰值因數僅在CDMA2000 IS-95A基站的發射部分范圍內變化（用戶加載）。應當注意AD8318的輸出在載波與64信道CDMA2000 IS-95A之間變化3.5 dB(或86 mV)，在導頻信道和64信道CDMA2000 IS-95A之間僅變化2.4 dB，然而AD8364的輸出在上述情況下僅僅變化了0.1dB(或5 mV)。二極管檢測器的性能與對數放大器類似，其輸出電壓隨被測信號峰值因數變化。如果本系統中的功率檢測采用對數放大器，那么應該通過信號處理或者增加HPA的最大設計功率來消除2.4 dB檢測功率誤差。

圖1.CDMA2000 IS-95A 基站信號在800MHz 時對數一致性與輸入信號幅度關系

RMS響應RF檢測器（AD8364）的誤差與非RMS響應RF檢測器的比較表明峰均比功對率檢測的影響。當非RMS響應RF檢測器（AD8318）在其輸入信號的峰均比變化呈現出很大的測量誤差時，RMS響應檢測器（AD8364）有很強的避免受峰均比變化影響的能力。

在HPA工作溫度范圍內能夠精確測量RMS功率對于確定HPA的最大功率也是至關重要的。這種測量的精度（或其中缺乏精確測量）將會被直接加到其最大設計功率，除非經過艱難和費用很高的對溫度校準。所有用于HPA輸出功率檢測的元器件（例如直接耦合器、衰減器等等）都可增加溫度誤差,但是在HPA工作溫度范圍內大多數情況變化得很小。通常在工作溫度范圍內測量HPA的輸出功率的精度直接與檢測器的溫度特性相關。最近幾年，RF檢測技術在研制隨溫度變化非常穩定的器件（在–40°C～+85°C范圍內，其溫度穩定性小于±0.5dB）方面取得了長足的進步。圖2示出AD8364 雙RMS響應檢測器的溫度特性。這些數據是在450 MHz，溫度分別為+25°C (黑色曲線), –40°C (藍色曲線)和+85°C (紅色曲線)條件下獲得的。它包含了從多種產品批量中至少抽取30個器件的輸出電壓和對數一致性對溫度的誤差（經過環境溫度校準后 ）與輸入功率（Pin）的關系曲線。每一種器件的溫度特性都有很小的差異。

圖2

ADI公司的AD8364輸出電壓和對數一致性誤差與輸入功率（Pin）（@ 450 MHz ）的關系曲線表明在–40 °C ～ +85°C周期性溫度變化范圍內曲線變化很小。從不同的產品批量抽取的30個器件樣片即使其性能隨溫度的變化有很小的差異性，這些數據仍然真實的。

雖然在低功率的情況下，有時精度并不那么重要，但是對于測量HPA的整個發射功率范圍內的輸出功率精確測量HPA的最大輸出功率不但是最基本的，而且也是必須的要求。然而，在大動態范圍內的測量精度與檢測器和ADC的分辨率有關系。圖3示出AD8364與ADL5500兩個RMS響應檢測器的輸出。ADL5500的線性RMS電壓相對于輸入RF信號是呈線性的，而AD8364的RMS功率（dB）相對于輸入RF信號是呈線性的。根據動態范圍和低功率時的精度要求，使用ADL5500 所需ADC的分辨率要遠遠大于使用AD8364時所需的分辨率。系統要求將決定哪種檢測器或ADC根據低功率和動態范圍的要求提供最經濟有效并且最容易實現的解決方案。

圖3 輸出電壓和輸入RMS功率（dBm）呈線性的檢測器（ADI公司的AD8364）與輸出電壓和輸入RMS電壓呈線性關系的
檢波器（ADI公司的ADL5500）的比較說明了在動態范圍內的兩種關系曲線差的差別，并強調了選擇合適分辨率ADC的必要性。

在某些實例中，使用對數模擬反饋環路精確控制系統的功率或增益能夠改善系統的性能，并替代簡單的功率檢測。許多當前提供的檢測器能夠利用模擬反饋環路（即使用控制器模式的檢測器），除了檢測功率以外還能控制功率。如果RMS響應檢測器用于控制器模式，那么能夠非常精確地設置受輸入功率、溫度和峰值因數影響的輸出功率。這種功率不但能非常精確地設置，并且還能夠用ADC控制的模擬電壓來改變。利用控制器模式的功率檢測器精確控制HPA的輸入或輸出功率應該是一種理想的應用，因為它無需檢測輸入功率和輸出功率。控制器模式下的檢測器測定其輸入功率并且調整可變增益放大器（VGA或可變衰減器）直到檢測到的功率與功率控制輸入電壓設置的功率相等。圖4示出在控制器模式下使用RMS響應檢測器（AD8364）控制輸出功率的基本原理圖。圖5 示出當使用AD8364（雙RMS響應對數檢測器）的一個檢測器控制VGA時，總體電路性能與輸入功率及溫度的關系。應當注意，只要AD8364的功率水平被設置得正確，HPA可放在VGA和耦合器之間，并且如果VGA與AD8364（需要一個運算放大器來倒相或電平移動控制電壓）之間適當地設置控制電壓， 那么可以使用任何VGA（或可變衰減器）。如果在檢測器和VGA之間的控制電平設置適當并且功率水平設計得合理，那么功率控制范圍和可用輸入功率范圍會接近檢測器的可檢測功率范圍（在AD8364中為60 dB）。

圖4 在控制器模式下檢測器測定其輸入功率，并且調整可變增益放大器（VGA或可變衰減器），
直到檢測的功率等于由功率控制輸入電壓設置（VSTA）的功率。

圖5 當ADI公司的雙RMS響應檢測器AD8364中的一個檢測器用于控制系統的功率時，
檢測器的輸入功率（系統的輸出功率）與輸入功率及溫度（小于0.1 dB）的關系保持恒定。

工作在控制器模式下的雙RMS響應檢測器也可用于精確地控制HPA的增益受輸入功率、溫度及峰值因數的影響。如果受輸入功率、溫度和峰值因數影響的HPA模塊的增益被控制得足夠精確，那么沒有必要報告其輸出功率，而應該直接與送入HPA的功率有關。如果雙檢測器的兩個輸入端都被設置為控制器模式，那么檢測器測定每個輸入端的功率并且調整VGA的增益直到在一個輸入端檢測到的功率等于另一個輸入端的檢測功率。圖6示出用AD8364（雙RMS檢測器）控制系統增益的基本原理圖。圖7 示出這種電路的性能。精確控制所需要的一切都應該包含在兩個耦合器之間。應該注意，VGA、可變衰減器，或甚至HPA的偏置電壓均可用于控制增益。如果適當地設置檢測器與VGA之間的控制電壓幅度并且適當地設計功率水平，那么可用的功率的范圍將接近檢測器的可檢測功率的范圍（對于AD8364為60 dB）。

圖6 當雙檢測器的兩個輸入端均用于控制模式時，該檢測器控制VGA（或可變電壓衰減器等等）的增益一直到使兩個RF輸入端檢測到的功率相等。
系統的增益將取決于耦合器和衰減器，它們通常用于設置由雙檢測器檢測到的功率。

圖7 當ADI公司的雙RMS檢測器（AD8364）的兩個輸入端均設置為控制器模式時，控制其增益受溫度和輸入功率的影響程度優于±0.15dB，
其動態范圍幾乎等于RMS檢測器的動態范圍。

用于CDMA2000和W-CDMA系統與HPA RF功率檢測有關的許多難題都可用RMS響應RF檢測器來解決。由于隨基站載荷、寬工作溫度范圍、大發射功率范圍變化的大峰均值引起的待測功率的偏差現在能夠測量。現在可以提供一種足夠精確地控制功率和增益的新方法而無需檢測功率。所有這些可使HPA制造商降低提高HPA可靠性的成本。