關鍵詞： 放大器 , 濾波器 , 模擬 , 視頻

模擬濾波

為什么模擬視頻要使用過濾技術呢？如前所述，將模擬視頻信號與數字視頻信號相互轉換是很常見的。對顯示器和DVD刻錄機等接收設備來說，這就需要使用模數轉換器(ADC)。對機頂盒和DVD播放器來說，就需要使用數模轉換器(DAC)。ADC和DAC提供的畫質都取決于采樣頻率。

為了保持較好的圖像質量，經數據轉換的圖像必須經過濾波（見圖1）。這時我們就要在信號路徑上放置模擬濾波器。用濾波器來消除DAC圖形（即重構濾波器）。

圖1 經過濾波器的標清視頻DAC圖形

消除DAC和ADC圖形可提高畫質。不過，我們應采用哪種濾波器類型呢？需要多少極點呢？最適合視頻信號的截止頻率、平坦度和群延遲是什么呢？如果問10位工程師這個問題，我們可能會得到10個不同的答案。

比較好的做法是，盡可能保持帶通的平坦度，以及大部分衰減靠近數據轉換器的采樣頻率。如果只考慮這個要求，我們可以采用橢圓濾波器或契比雪夫濾波器等類型。如果只關心電平平坦度和衰減，那么這些濾波器會比較理想，使任何系統都能滿足SMPTE濾波器的特性要求。不過，我們不能忘記群延遲，因為SMPTE標準還包括群延遲方面的限制，系統應努力滿足上述兩種要求，而不是只滿足一種要求。

因此，我們必須在電平平坦度、截止頻率、衰減和群延遲差異間取得平衡，以獲得合適的視頻濾波器。大家一致認為，巴特沃思濾波器對消費類電子視頻來說是一種較好的平衡型濾波器，電平響應實現了最大的平坦度，衰減率適當，群延遲也不錯。它雖說不上是最理想的，但通常對系統而言已經足夠好了。

濾波器示例

THS73x3系列是集成濾波器/放大器，采用功能改進型五階巴特沃思濾波器結構，略微降低了Q 或峰值因數，以最小化群延遲差異。其缺點在于，平坦度不像真巴特沃思濾波器那么理想，但衰減性基本相同。

我們選擇了五個極點而不是四個或六個，這是因為奇數階濾波器有真正的實極點，而不是像偶數階濾波器那樣都提供復極點。有人可能認為實極點沒什么關系，不過實際經驗證明，實極點對有源濾波器系統會非常有用，特別是在采用 Sallen-Key架構時。Sallen-Key系統中有高頻路徑通過，能較方便地通過放大器帶寬限制以外的高頻。系統中的實極點可將高頻信號通過旁路接地，不受放大器帶寬限制的影響。因此，這有助于確保濾波器保持高頻。

為了顯示群延遲和電平平坦度的影響，我們模擬了一個五極的0.5dB契比雪夫濾波器，截止頻率（在-0.5dB以下時）為10MHz。此外，我們還模擬了五階功能改進型巴特沃思濾波器，截止頻率（以-3dB以下時）為8.5MHz。從圖2中可以看出每個濾波器的電平響應。與預期一樣，契比雪夫濾波器的紋波為0.5，不過平坦度為10MHz，大大超過巴特沃思濾波器的平坦度。此外，在27MHz的臨界點上，契比雪夫濾波器的衰減率較高，達到了56dB的衰減率。在27MHz上，巴特沃思濾波器只實現了46dB的衰減率。事實上，這對視頻系統而言已經足夠了。

圖2 濾波器電平響應

使用有源濾波器時要牢記，濾波器的Q越高，放大器的帶寬就越高。如果使用貝塞爾或巴特沃思濾波器乃至更高階的版本，我們要把各級的Q保持相對較低。設計支持橢圓或契比雪夫響應的濾波器，其Q值較高，需要較高帶寬的放大器才能適當實施。否則，放大器對濾波器就會造成影響，從而改變我們所需的響應。我們可通過修改組件值來實現上述目標，不過放大器之間的差異會因此變得更大。

無源濾波器和有源濾波器的比較

無源濾波器因為其成本較低，所以在目前比較常見。不過，在PCB電路板面積、占用、額外組件數量、組裝時間、帶通信號損失、對電感器造成電磁干擾以及容限方面，它又存在一些缺點。電感器和電容通常會存在±10%個體差異，特別是低成本組件的差異會更大一些。

在集成有源濾波器設計中（比如 THS73x3 所采用的單位增益Sallen-Key濾波器），平坦度和峰值的差異可以得到嚴格的控制。我們對單位增益Sallen-Key濾波器進行敏感度分析。可以看出，只要電阻間和電容間與單位增益的匹配比較嚴格，那么只有截止頻率會有所差異，Q不會出現差異。如果Q出現差異，那么就會導致較大的群延遲差異，這是我們所不愿看到的。只要采用高質量電容和電阻，在假定放大器的自然帶寬大大高于濾波器的截止頻率情況下，有源濾波器的可控特性就必將大大優于無源濾波器。此外，有源濾波器占用的 PCB 電路板面積也要小很多，只需采購一個組件，這樣就大大減少了組件數量。

多極無源濾波器還有一個重要特點，就是其截止頻率不能輕易地被修改，若想修改就要花費大量工作，成本也很高。設計支持可選濾波器的有源濾波器就非常容易實施。對于不必改變濾波器頻率的CVBS和S-Video系統來說，這一特性并不怎么吸引人，不過，對分量視頻系統或G’B’R’系統來說，改變濾波器的頻率就非常有用了，這樣就能設置為 SD、ED或HD(720p/1080i)乃至1080p HD等不同標準。

上述情況對接受 Y’P’BP’R或G’B’R’分量視頻信號的接收機系統來說尤為重要。舉例來說，如果我們用固定的35MHz無源濾波器為顯示器提供所有分量信號，那么在輸入端采用480i或576i SD分量信號怎么辦呢？一般的 DAC 對這種信號的采樣頻率為27MHz。如果DAC不帶重構濾波器的話，那么27MHz基本頻率兩側出現的圖像將直接通過顯示器的無源35MHz濾波器，造成圖像未經衰減，因此顯示器上顯示的畫質通常非常差。

ED 480p/576p信號也可能出現這種情況。此類信號通常采樣頻率為54MHz，視頻帶寬為 12MHz。因此，第二Nyquist區圖像會在42MHz時出現。如果無源濾波器為35MHz或更高，那么圖像的衰減也會很小，同樣也會導致畫質非常差。

這就說明了，可選濾波器對使用THS7303的DAC側和使用THS7353的ADC側的重要性。這種集成的濾波器/放大器采用可選的五階功能改進型巴特沃思濾波器結構，可設為9MHz，滿足 SD信號的需要，也可設為16MHz，滿足ED信號需要，還可針對HD 720p/1080i信號設為35MHz，針對1080p等極快的信號設為大于150MHz的旁路模式。圖3顯示了有關情況。

圖3 固定濾波器與可選濾波器的比較

為了提高靈活性，THS73x3的每個通道必須能實現獨立控制。利用這一特性，我們就能選擇35MHz以支持Luma通
道，又可選擇16MHz以支持色差通道，根據模擬信號帶寬要求，這都是可行的。不過這也有一個缺點，就是不同濾波器的延遲在相同頻率比例下會有差異，如果不通過數字處理加以解決的話，就可能導致計時問題。

高端系統而言（其相位偏移和群延遲為非常重要的參數）也能受益于上述特性。這時，我們可用16MHz濾波器支持SD信號，確保整個SD頻帶內都能實現平穩的平坦響應，時域脈沖響應幾乎不會出現過沖。這對支持ED信號的35MHz濾波器以及支持HD信號的旁路模式同樣適用。

最后，無源過濾在不同頻率上會造成較大阻抗差異，這會導致DAC和ADC的交互問題。此外，如果源電阻或端接電阻超出了75Ω的要求，也會導致振鈴問題。THS73x3有源濾波器/放大器緩解了這一問題，其輸入阻抗可大于1MΩ，而其輸出阻抗在10MHz時則小于1Ω，從而有助于消除ADC的反沖問題或解碼器輸入鉗位問題。

電源電壓和功耗

大多數視頻系統都采用單電源數據轉換器，供電電壓為3.3V。如果該電源可用于視頻濾波器/放大器，那么系統使用會比較簡單，也有助于減少一到兩個電源數量，從而降低成本。THS73x3器件利用這一特點，采用2.7～5V的單電源工作。BiCom-3工藝根據設計，可以工作在上述電壓上，在整個工作范圍內都不會產生性能下降的問題。

圖4顯示了THS7303放大器作為DAC緩沖、接受外部輸入的典型配置。它同時還使用3.3V電源，支持輸出端的SAG校正。

圖4 THS7303采用3.3V單電源的典型系統配置

功耗是另一個要考慮的因素。類似于THS73x3產品的5V單電源器件有很多，但大多功耗都達到500mW以上，有的甚至高達1.2W，這就會導致芯片溫度非常高，很容易影響長期可靠性。THS73x3的工作電壓為3.3V，功耗僅為55mW，這幾乎消除了散熱和可靠性方面的問題。

信號耦合

如果系統設計中已經采用了THS7303或THS7313 6dB增益放大器，并采用了參考接地的DAC或編碼器驅動，那么DC輸入模式會很理想。問題在于，DAC生成的電壓有多低？如果同步信號（通常這是視頻信號中電壓最低的）電壓低于50mV，那么6dB放大器的輸出就應生成低于100mV的電壓，由于CMOS和雙極放大器都存在晶體管飽和方面的限制，因此這對任何放大器來說都是很難做到的。

為了消除這一限制，所有THS73x3產品都支持DC+Shift模式，其可以為視頻輸入信號增加內部DC電壓偏移。這種偏移只是內置的，不會影響應用信號，這種偏移還將確保即便THS73x3的輸入為0V，輸出也不會飽和，不會出現視頻剪切。  

如果DAC輸出電壓僅為100mV，那么DC輸入模式就是非常理想的。這種模式不會給系統增加偏移，因為系統根本不需要偏移。要牢記，任何放大器都存在偏移，對THS73x3也一樣。

如果DAC的參考電壓為3.3V或1.8V或者是外部輸入，那么采用AC耦合就是最佳模式。AC耦合使THS73x3能忽略DC偏置點的來源，并能重新建立自己的DC偏置點。AC耦合選項包括AC偏置和AC同步端鉗位。

AC偏置非常簡單。THS73x3有兩個電阻，其可在電源和接地間創建分壓器。該模式的輸入阻抗為20kΩ，因此所用的電容應足夠大，以盡可能減小傾斜或下垂問題。該模式最適用于Chroma或色差信號，也可用于Luma信號、G’B’R’信號或計算機的R’G’B’信號。由于信號為AC耦合，且DC偏置點與平均信號電平有差異，因此對于帶5V電源同步信息的信號而言，我們最好用AC偏置模式，以確保沒有剪切問題發生。

正在申請專利的AC同步端鉗位 (STC) 模式（見圖5）最適合視頻信號最低點同步的信號，這就是說，Luma (Y’)、帶同步功能的G’B’R’或帶同步信號的計算機R’G’B’最好都采用AC-STC 模式。THS73x3中的同步端鉗位系統具有內部電流匯集(current-sink) 功能以將耦合電容放電，用濾波器來最小化可能存在的高頻干擾信號交互，用放大器來監控輸入電壓和參考電壓的差別，并在信號低于參考電壓時用晶體管為電容充電。因此，這是一種動態的系統，根本不依靠計時技術。這種類型的系統通常也稱作DC恢復系統，而不是二極管鉗位系統。二極管鉗位系統的問題在于：任何高頻信號或過沖都會對其造成影響，從而導致過大DC偏置點偏移，并造成信號剪切。

圖5 AC-STC基本系統

輸出功能

線路驅動器放大器的最常見輸出配置就是采用AC耦合，以消除任何可能的DC偏置電流，使系統更具有通用性。放大器輸出通常采用220～1000μF的電容，以降低線路傾斜。

在某些系統中，DC偏置電流不是主要問題。相反，成本和PCB電路板的尺寸反而更加重要。THS73x3支持DC耦合，不會因為軌至軌輸出放大器級而造成問題。輸出擺幅在電源和接地的100mV范圍之內，可驅動高達80mA的電流。

其他系統可能需要AC耦合，但PCB電路板的尺寸非常重要。THS7303和THS7313具有靈活性可支持SAG校正，這是實現上述目標的一種辦法。SAG校正需要兩個電容，但電容的體積要較小，額定值僅為47μF和33μF，其可能實現與330μF電容相同的傾斜性能。如果分別將其提高到68μF和 47μF，那么將能實現相當于470μF電容的性能。

SAG功能能在頻率降低時提高增益，從而實現上述性能。放大器增益抵消了47μF電容的下降，從而擴大了可實現的帶通。選擇33μF電容時，可獲得較小的峰值或Q增強，這會使視頻系統實現適當的線路傾斜或低垂，特別是能夠支持場方波信號。

圖6顯示了SAG在THS7303和THS7313中的基本配置情況。其他廠商也使用了SAG校正技術，但其通常要求較大的電容或電壓更高的電源，這樣才能滿足系統出現較大DC增益的要求。

圖6 THS7303系統級示意圖