IGBT吸收電路參數(shù)的計算方法：

　　在工程實踐中廣泛采用RCD吸收電路，所以RCD電路設計參數(shù)的選擇非常重要，本文主要敘述RCD電路的參數(shù)設計，當然IGBT逆變電源的電路設計時理論與實際相結(jié)合的結(jié)果，計算公式得到的參數(shù)不能代替試驗中測量調(diào)試的結(jié)果，不過計算可以預測實驗結(jié)果給出大致的參數(shù)范圍，方便工程人員進行調(diào)試，所以兩者相輔相成，工程設計中都不可輕視。

　　1.緩沖電容Cs的計算

　　根據(jù)△U的表達式可以得到緩沖電容的計算方式為

　　對于有些封裝有2~6單元的IGBT模塊來說，L7+L8=0，如果緩沖電路貼在模塊的上方安裝，則L3+L4=0，此時只存在直流母線到模塊之間的分布電感，因此

　　2.緩沖電阻Rs的計算

　　Rs是Cs的放電電阻，，當用時的來確定Rs的值，得到t=2.3RsCs，由可以得出：

　　緩沖電阻Rs的功率由緩沖電路的損耗來確定。緩沖電路的損耗為

　　對于2~6單元的IGBT模塊來說：

　　式中I為負載電流的有效值；fs是開關管V1的開關頻率。

　　RCD緩沖電路的特點是能有效抑制開關管關斷損耗，但同時也引起了開關管的導通附加損耗，緩沖電容Cs1和Cs2放電時，其所儲能量分別消耗在電阻Rs1和Rs2上。總能量損耗正比于Cs·fs，Cs越大，fs越高，緩沖電路的損耗也就越大，有時可能造成緩沖電阻過熱。減小緩沖電路損耗的辦法時：緩沖二極管的開通延時；Rs和Cs選用無感原件；PCB布線盡量要短以減小寄生電感的不良影響。

　　IGBT吸收（緩沖）電路還有其他的電路形式，根據(jù)不同的應用需求，讀者還可以在本文的基礎上繼續(xù)尋找更加豐富的資料。

　　IGBT系統(tǒng)的介紹與分析：

　　IGBT，中文名字為絕緣柵雙極型晶體管，它是由MOSFET（輸入級）和PNP晶體管（輸出級）復合而成的一種器件，既有MOSFET器件驅(qū)動功 率小和開關速度快的特點（控制和響應），又有雙極型器件飽和壓降低而容量大的特點（功率級較為耐用），頻率特性介于MOSFET與功率晶體管之間，可正常 工作于幾十kHz頻率范圍內(nèi)。

　　理想等效電路與實際等效電路如圖所示：

　　IGBT 的靜態(tài)特性一般用不到，暫時不用考慮，重點考慮動態(tài)特性（開關特性）。

　　動態(tài)特性的簡易過程可從下面的表格和圖形中獲取：

　　IGBT的開通過程

　　IGBT 在開通過程中，分為幾段時間

　　1.與MOSFET類似的開通過程，也是分為三段的充電時間

　　2.只是在漏源DS電壓下降過程后期，PNP晶體管由放大區(qū)至飽和過程中增加了一段延遲時間。

　　在上面的表格中，定義了了：開通時間Ton，上升時間Tr和Tr.i

　　除了這兩個時間以外，還有一個時間為開通延遲時間td.on:td.on=Ton-Tr.i

　　IGBT在關斷過程

　　IGBT在關斷過程中，漏極電流的波形變?yōu)閮啥巍?/p>

　　第一段是按照MOS管關斷的特性的

　　第二段是在MOSFET關斷后，PNP晶體管上存儲的電荷難以迅速釋放，造成漏極電流較長的尾部時間。

　　在上面的表格中，定義了了：關斷時間Toff，下降時間Tf和Tf.i

　　除了表格中以外，還定義trv為DS端電壓的上升時間和關斷延遲時間td（off）。

　　漏極電流的下降時間Tf由圖中的t（f1）和t（f2）兩段組成，而總的關斷時間可以稱為toff=td（off）+trv十t（f），td（off）+trv之和又稱為存儲時間。

　　從下面圖中可看出詳細的柵極電流和柵極電壓，CE電流和CE電壓的關系：

　　從另外一張圖中細看MOS管與IGBT管柵極特性可能更有一個清楚的概念：

　　開啟過程

　　關斷過程

　　嘗試去計算IGBT的開啟過程，主要是時間和門電阻的散熱情況。

　　C.GE 柵極-發(fā)射極電容

　　C.CE 集電極-發(fā)射極電容

　　C.GC 門級-集電極電容（米勒電容）

　　Cies = CGE + CGC 輸入電容

　　Cres = CGC 反向電容

　　Coes = CGC + CCE 輸出電容

　　根據(jù)充電的詳細過程，可以下圖所示的過程進行分析

　　對應的電流可簡單用下圖所示：

　　第1階段：柵級電流對電容CGE進行充電，柵射電壓VGE上升到開啟閾值電壓VGE（th）。這個過程電流很大，甚至可以達到幾安培的瞬態(tài)電流。在這個階 段，集電極是沒有電流的，極電壓也沒有變化，這段時間也就是死區(qū)時間，由于只對GE電容充電，相對來說這是比較容易計算的，由于我們采用電壓源供電，這段 曲線確實是一階指數(shù)曲線。

　　第2階段：柵極電流對Cge和Cgc電容充電，IGBT的開始開啟的過程了，集電極電流開始增加，達到最大負載電流電流IC，由于存在二極管的反向恢復電流，因此這個過程與MOS管的過程略有不同，同時柵極電壓也達到了米勒平臺電壓。

　　第3階段：柵極電流對Cge和Cgc電容充電，這個時候VGE是完全不變的，值得我們注意的是Vce的變化非常快。

　　第4階段：柵極電流對Cge和Cgc電容充電，隨著Vce緩慢變化成穩(wěn)態(tài)電壓，米勒電容也隨著電壓的減小而增大。Vge仍舊維持在米勒平臺上。

　　第5階段：這個時候柵極電流繼續(xù)對Cge充電，Vge電壓開始上升，整個IGBT完全打開。

　　我的一個同事在做這個將整個過程等效為一階過程。

　　如果以這個電路作為驅(qū)動電路的話：

　　驅(qū)動的等效電路可以表示為：

　　利用RC的充放電曲線可得出時間和電阻的功率。

　　這么算的話，就等于用指數(shù)曲線，代替了整個上升過程，結(jié)果與等效的過程還是有些差距的。

　　不過由于C.GE，C.CE，C.GC是變化的，而且電容兩端的電壓時刻在變化，我們無法完全整理出一條思路來。

　　很多供應商都是推薦使用Qg來做運算，計算方法也可以整理出來，唯一的變化在于Qg是在一定條件下測定的，我們并不知道這種做法的容差是多少。

　　我覺得這種做法的最大的問題是把整個Tsw全部作為充放電的時間，對此還是略有些疑惑的。

　　說說我個人的看法，對這個問題，定量的去計算得到整個時間非常困難，其實就是仿真也是通過數(shù)字建模之后進行實時計算的結(jié)果，這個模型與實際的條件進行對比也可能有很大的差距。

　　因此如果有人要核算整個柵極控制時序和時間，利用電容充電的辦法大致給出一個很粗略的結(jié)果是可以的，如果要精確的，算不出來。

　　對于門級電阻來說，每次開關都屬于瞬態(tài)功耗，可以使用以前介紹過的電阻的瞬態(tài)功率進行驗算吧。

　　電阻抗脈沖能力

　　我們選電阻的大小是為了提供足夠的電流，也是為了足夠自身散熱情況。

　　前級的三極管，這個三極管的速度要非常快，否則如果進入飽和的時間不夠短，在充電的時候?qū)⒖赡苡秀Q制作用，因此我對于這個電路的看法是一定要做測試。空載的和帶負載的，可能情況有很大的差異。

　　柵極驅(qū)動的改進歷程和辦法（針對米勒平臺關斷特性）

　　前面都講了一些計算的東西，這次總結(jié)一些設計法則。

　　柵極電阻：其目的是改善控制脈沖上升沿和下降沿的斜率，并且防止寄生電感與電容振蕩，限制IGBT集電極電壓的尖脈沖值。

　　柵極電阻值小——充放電較快，能減小開關時間和開關損耗，增強工作的耐固性，避免帶來因dv/dt的誤導通。缺點是電路中存在雜散電感在IGBT上產(chǎn)生大的電壓尖峰，使得柵極承受噪聲能力小，易產(chǎn)生寄生振蕩。

　　柵極電阻值大——充放電較慢，開關時間和開關損耗增大。

　　一般的：開通電壓15V±10%的正柵極電壓，可產(chǎn)生完全飽和，而且開關損耗最小，當《12V時通態(tài)損耗加大，》20V時難以實現(xiàn)過流及短路保護。關斷偏壓-5到-15V目的是出現(xiàn)噪聲仍可有效關斷，并可減小關斷損耗最佳值約為-8～10V。

　　柵極參數(shù)對電路的影響

　　IGBT內(nèi)部的續(xù)流二極管的開關特性也受柵極電阻的影響，并也會限制我們選取柵極阻抗的最小值。IGBT的導通開關速度實質(zhì)上只能與所用續(xù)流二極管反向恢 復特性相兼容的水平。柵極電阻的減小不僅增大了IGBT的過電壓應力，而且由于IGBT模塊中di/dt的增大，也增大了續(xù)流二極管的過壓極限。

　　柵極電阻與關斷變化圖

　　柵極驅(qū)動的印刷電路板布線需要非常注意，核心問題是降低寄生電感，對防止?jié)撛诘恼袷帲瑬艠O電壓上升速率，噪音損耗的降低，降低柵極電壓的需求或減小柵極保護電路的效率有較大的影響。

　　措施

　　因此將驅(qū)動至柵極的引線加粗，將之間的寄生電感減至最低。控制板與柵極驅(qū)動電路需要防止功率電路和控制電路之間的電感耦合。

　　當控制板和IGBT控制端子不能直接連接時，考慮用雙股絞線（2轉(zhuǎn)/CM小于3CM長）或帶狀線，同軸線進行連接。

　　柵極保護

　　為了保險起見，可采用TVS等柵極箝位保護電路，考慮放置于靠近IGBT模塊的柵極和發(fā)射極控制端子附近。IGBT基礎與運用-2 中英飛凌的電路比較典型。

　　耦合干擾與噪聲

　　IGBT的開關會使用相互電位改變，PCB板的連線之間彼此不宜太近，過高的dv/dt會由寄生電容產(chǎn)生耦合噪聲。要減少器件之間的寄生電容，避免產(chǎn)生耦合噪聲。

　　由于IGBT等功率器件都存在一定的結(jié)電容，所以會造成器件導通關斷的延遲現(xiàn)象。雖然我們盡量考慮去降低該影響（提高控制極驅(qū)動電壓電流，設置結(jié)電容釋放 回路等）。但是為了防止關斷延遲效應造成上下橋臂直通，因為一個橋臂未完全關斷，而另一橋臂又處于導通狀態(tài)，直通炸模塊后后果非常嚴重（最好的結(jié)果是過 熱）。

　　死區(qū)時間（空載時間）設置

　　在控制中，人為加入上下橋臂同時關斷時間，以保證驅(qū)動的安全性。死區(qū)時間大，模塊工作更加可靠，但會帶來輸出波形的失真及降低輸出效率。死區(qū)時間小，輸出波形要好一些，只是會降低可靠性，一般為us級，典型數(shù)值在3us以上。

　　在汽車電子應用中，特別要注意環(huán)境溫度對toff的影響很大，使得toff延長，并且柵極電阻的加入也是的關斷時間受一定的影響，因此需要進行調(diào)整。

　　IGBT柵極引起的問題列表（紅色部分圈注的）：