電子發燒友網訊：牽涉到開關電源技術設計或分析成為電子工程師的心頭之痛已是不爭的事實，由于廣大工程師網友對前五期的熱烈反響，電子發燒友網再接再厲推出《工程師不可不知的開關電源關鍵設計》系列六和工程師們一起分享，請各位繼續關注后續章節。

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工程師不可不知的開關電源關鍵設計（一）

工程師不可不知的開關電源關鍵設計（二）

工程師不可不知的開關電源關鍵設計（三）

工程師不可不知的開關電源關鍵設計（四）

工程師不可不知的開關電源關鍵設計（五）

　　一、理想24VDC-220VDC車載開關電源設計方案

　　摘要：為了適應車載用電設備的需求，采用推挽逆變-高頻變壓-全橋整流方案設計了24VDC輸入-220VDC輸出、額定輸出功率600W的DC-DC變換器，并采用AP法給出了高頻推挽變壓器的設計過程。在詳細分析推挽逆變工作原理的基礎上，給出了實際設計中的注意事項。實驗結果表明該方案是一種理想的車載DC-DC變換器設計方案。

　　隨著現代汽車用電設備種類的增多，功率等級的增加，所需要電源的型式越來越多，包括交流電源和直流電源。這些電源均需要采用開關變換器將蓄電池提供的+12VDC或+24VDC的直流電壓經過DC-DC變換器提升為+220VDC或+240VDC，后級再經過DC-AC變換器轉換為工頻交流電源或變頻調壓電源。對于前級DC-DC變換器，又包括高頻DC-AC逆變部分、高頻變壓器和AC-DC整流部分，不同的組合適應不同的輸出功率等級，變換性能也有所不同。推挽逆變電路以其結構簡單、變壓器磁芯利用率高等優點得到了廣泛應用，尤其是在低壓大電流輸入的中小功率場合；同時全橋整流電路也具有電壓利用率高、支持輸出功率較高等特點，因此本文采用推挽逆變-高頻變壓器-全橋整流方案，設計了24VDC輸入-220VDC 輸出、額定輸出功率600W的DC-DC變換器，并采用AP法設計相應的推挽變壓器。

　　1、推挽逆變的工作原理

　　圖1給出了推挽逆變-高頻變壓-全橋整流DC-DC變換器的基本電路拓撲。通過控制兩個開關管S1和S2以相同的開關頻率交替導通，且每個開關管的占空比d均小于50%，留出一定死區時間以避免S1和S2同時導通。由前級推挽逆變將輸入直流低電壓逆變為交流高頻低電壓，送至高頻變壓器原邊，并通過變壓器耦合，在副邊得到交流高頻高電壓，再經過由反向快速恢復二極管FRD構成的全橋整流、濾波后得到所期望的直流高電壓。由于開關管可承受的反壓最小為兩倍的輸入電壓，即2UI，而電流則是額定電流，所以， 推挽電路一般用在輸入電壓較低的中小功率場合。

　　當S1開通時，其漏源電壓 uDS1只是一個開關管的導通壓降，在理想情況下可假定 uDS1=0，而此時由于在繞組中會產生一個感應電壓，并且根據變壓器初級繞組的同名端關系，該感應電壓也會疊加到關斷的S2上，從而使S2在關斷時承受的電壓是輸入電壓與感應電壓之和約為2UI.在實際中，變壓器的漏感會產生很大的尖峰電壓加在S2 兩端，從而引起大的關斷損耗，變換器的效率因受變壓器漏感的限制，不是很高。在S1和S2 的漏極之間接上RC緩沖電路，也稱為吸收電路，用來抑制尖峰電壓的產生。并且為了給能量回饋提供反饋回路，在S1和S2 兩端都反并聯上續流二極管FWD。

　　2、開關變壓器的設計

　　采用面積乘積（AP）法進行設計。對于推挽逆變工作開關電源，原邊供電電壓UI=24V，副邊為全橋整流電路，期望輸出電壓UO=220V，輸出電流IO=3A，開關頻率fs=25kHz，初定變壓器效率η=0.9，工作磁通密度Bw=0.3T.

　　（1）計算總視在功率PT.設反向快速恢復二極管FRD的壓降：VDF=0.6*2=1.2V

　　3、推挽逆變的問題分析

　　3.1能量回饋

　　主電路導通期間，原邊電流隨時間而增加，導通時間由驅動電路決定。

　　圖2（a）為S1導通、S2關斷時的等效電路，圖中箭頭為電流流向，從電源UI正極流出，經過S1流入電源UI負極，即地，此時FWD1不導通；當S1關斷時，S2未導通之前，由于原邊能量的儲存和漏電感的原因，S1的端電壓將升高，并通過變壓器耦合使得S2的端電壓下降，此時與S2并聯的能量恢復二極管FWD2還未導通，電路中并沒有電流流過，直到在變壓器原邊繞組上產生上正下負的感生電壓。如圖2（b）；FWD2導通，把反激能量反饋到電源中去，如圖2（c），箭頭指向為能量回饋的方向。

　　3.2各點波形分析

　　當某一PWN信號的下降沿來臨時，其控制的開關元件關斷，由于原邊能量的儲存和漏電感的原因，漏極產生沖擊電壓，大于2UI，因為加入了RC緩沖電路，使其最終穩定在2UI附近。

　　當S1的PWN 信號下降沿來臨，S1關斷，漏極產生較高的沖擊電壓，并使得與S2并聯的反饋能量二極管FWD2導通，形成能量回饋回路，此時S2漏極產生較高的沖擊電流，見圖4。

　　4、實驗與分析

　　4.1 原理設計

　　圖5為簡化后的主電路。輸入24V 直流電壓，經過大電容濾波后，接到推挽變壓器原邊的中間抽頭。變壓器原邊另外兩個抽頭分別接兩個全控型開關器件IGBT，并在此之間加入RC吸收電路，構成推挽逆變電路。推挽變壓器輸出端經全橋整流，大電容濾波得到220V直流電壓。并通過分壓支路得到反饋電壓信號UOUT。

　　以CA3524芯片為核心，構成控制電路。通過調節6、7管腳間的電阻和電容值來調節全控型開關器件的開關頻率。12、13 管腳輸出PWM脈沖信號，并通過驅動電路，分別交替控制兩個全控型開關器件。電壓反饋信號輸入芯片的1管腳，通過調節電位器P2給2管腳輸入電壓反饋信號的參考電壓，并與9管腳COM端連同CA3524內部運放一起構成PI調節器，調節PWM脈沖占空比，以達到穩定輸出電壓220V的目的。

　　4.2 結果與分析

　　實驗結果表面，輸出電壓穩定在220V，紋波電壓較小。最大輸出功率能達到近600W，系統效率基本穩定在80%，達到預期效果。其中，由于IGBT效率損耗較大導致系統效率偏低，考慮如果采用損耗較小的MOSFET，系統效率會至少上升10%~15%.

　　注意事項：

　　（1） 變壓器初級繞組在正、反兩個方向激勵時，由于相應的伏秒積不相等，會使磁芯的工作磁化曲線偏離原點，這一偏磁現象與開關管的選擇有關，原因是開關管反向恢復時間的不同》 可導致伏秒積的不同。

　　（2）實驗中，隨著輸入電壓的微幅增高，系統損耗隨之增大，主要原因是變壓器磁芯產生較大的渦流損耗，系統效率有所下降。減小渦流損耗的措施主要有：減小感應電勢，如采用鐵粉芯材料；增加鐵心的電阻率，如采用鐵氧體材料；加長渦流所經的路徑，如采用硅鋼片或非晶帶。

　　5、結論

　　推挽電路特別適用于低壓大電流輸入的中小功率場合，并利用AP法設計了一種高頻推挽變壓器。實驗結果表明推挽逆變-高頻變壓-全橋整流的方案達到了預期的效果，使輸出電壓穩定在220V并具有一定的輸出硬度，效率達到80%，為現代汽車電源的發展提供了一定的發展空間。