傳感器網絡將是信息獲取(傳感) 、信息傳輸與信息處理三大子領域技術再一次相互融合的產物。

某些場合的通信不能依賴于任何預先架設的網絡設施,而是需要一種能夠臨時快速自動組織網絡的移動通信技術。因此、傳感器網絡將逐漸引領人類步入“網絡即傳感器”的傳感時代。

低噪聲放大器LNA ( low noise amp lifier)是射頻接收前端的主要組成部分。由于位于接收前端的第一級,直接與天線相連,所以它的噪聲特性將對整個系統起著決定性作用。同時,天線接收的信號一般很弱,所以低噪聲放大器本身必需提供足夠的增益放大信號,并把有用的信號完整地傳輸到下一級。

本文設計的低噪聲放大器,工作在2. 4 GHz頻段上,采用SM IC 0. 13μm RF CMOS工藝設計。對于射頻系統,尤其是應用于無線傳感器網絡節點中的模塊,功耗是必須首先考慮的問題。在此基礎上放大器需提供足夠的增益以及低噪聲系數,并且滿足一定的帶寬、線性度以及穩定度。但是最小噪聲系數與最大增益是不可能同時得到的。因此,如何在限定功耗的前提下盡可能實現輸入輸出功率匹配以及提高低噪聲放大器的噪聲性能成為設計中的最大挑戰。

1　低噪聲放大器設計

1. 1　電路結構

本文采用的低噪聲放大器電路結構如圖1所示。

圖1　低噪聲放大器原理圖

該低噪聲放大器主體電路采用共源共柵的差分結構,由于共柵級電路的輸入阻抗很小,抑制了共源級的電壓增益,從而遏制了密勒效應,提高了反向隔離度,同時使輸入阻抗受共源管M1、M2 柵漏間電容以及后級電路影響變小,使放大器穩定性增強。

在該結構中,片內電阻R1、R2 分壓產生偏置電壓Vbias ,通過Rg1、Rg2加在共源管M1、M2 柵極, 為其提供直流偏置。為了保證較低的噪聲系數, Rg1、Rg2應選取阻值較大的電阻, 以隔離偏置電路中電阻R1、R2 帶來的噪聲。晶體管M3、M4 為共柵MOS管。

片內源極電感Ls1、Ls2以及M1、M2 柵源間附加電容Cex1、Cex2配合柵極片外電感Lg1、Lg2 , 實現低噪聲放大器的輸入匹配。電感Ld1、Ld2分別和電容Cd1、Cd2并聯,再分別與Cd3、Cd4串聯, 實現低噪聲放大器的輸出匹配。

分析圖1所示差分共源共柵放大器的半電路工作狀態,對于工作于飽和區的MOS管有：

為保證低噪聲放大器滿足較小的噪聲系數,放大電路中的MOS管的柵長應盡量選擇最小值,本工藝最小柵長為0. 13μm,所以,共源管M1 和共柵管M3 的柵長L1、L3 皆設為0. 13μm。在此情況下,改變共源管和共柵管的柵寬W1、W3 ,可以調整M1、M3的跨導gm1、gm3。根據共源共柵電路性質可知,改變共源管和共柵管的跨導可以改變放大器的增益。本次設計采用1. 2 V電源電壓供電,為了保證一定的線性度,以及確保M1 柵源電壓Vgs1大于閾值電壓Vth (本工藝的Vth約為430 mV) ,選擇直流偏置電壓Vgs1為600 mV。對于工作于飽和區的MOS管,其漏極電流Id 表示為：

本次設計要求功耗限制為8 mW, 在偏置電壓Vgs1以及各工藝參數都已確定的情況下, 共源管M1和共柵管M3 的柵寬W1、W3 決定了該放大器的工作電流Id ,即決定了放大器的功耗。設計時,在保證增益的前提下, 調整W1、W3 , 仿真得到半電路工作電流約為3 mA,即總電流約為6 mA,滿足指標要求。

該低噪聲放大器增益控制電路采用信號加成模式,增益控制MOS管Mc1、Mc2由VC1控制,Mc3、Mc4由VC2控制。在半電路中,通過改變Vc1可以改變Mc1的通斷,在Id1不變的情況下,則可以改變流過M3 電流Id3。而工作在飽和區的M3 管的跨導gm3可以表示為：

所以改變Id3可以改變gm3 , 進而實現放大器增益的改變。

1. 2　輸入匹配

圖1所示低噪聲放大器輸入端半電路及其小信號等效電路如圖2所示。

圖2　輸入端電路結構及小信號模型

首先考慮輸入端未接入M1、M2 柵源間附加電容Cex1、Cex2時的情況。通過輸入端電路小信號模型分析得放大器輸入阻抗為：